JP2009296834A - モータ制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】２相環状巻線による３相ステータを具備するモータの結線状態を変更すること無しにトルク特性を容易に可変とする。
【解決手段】モータ制御装置５０は、逆起電圧位相差が電気角で６０°のＵ相およびＷ相環状巻線により３相起磁力を発生するステータを備える３相のモータ１に対して、Ｕ相およびＷ相環状巻線に対して通電位相差が電気角で１２０°の通電をおこなう平衡通電と、Ｕ相およびＷ相環状巻線に対して通電位相差が電気角で６０°の通電をおこなう変則通電とを、切り替えて実行可能であり、対的に大きな最大トルクが要求される場合に変則通電を実行し、相対的に小さなトルクリップルが要求される場合に平衡通電を実行する。
【選択図】図５

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。

従来、例えば２相環状巻線による３相ステータにおいて、通常の３相巻線による３相ステータに比べて、巻線ターン数を（√３）倍に変更し、通電位相を所定位相だけずらすことによって、同等の電力を発生させるモータが知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００６−２８０１８８号公報

ところで、上記特許文献１に係るモータにおいては、モータの結線状態を変更すること無しに通電制御によってトルク特性を可変とすることが望まれている。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、２相環状巻線による３相ステータを具備するモータの結線状態を変更すること無しにトルク特性を容易に可変とすることが可能なモータ制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、本発明の第１態様に係るモータ制御装置は、２相巻線（例えば、実施の形態でのＵ相およびＷ相環状巻線１４，１５）により３相起磁力を発生するステータ（例えば、実施の形態でのステータ１０）を備えるモータ（例えば、実施の形態でのモータ１）を制御するモータ制御装置であって、前記２相巻線の逆起電圧位相差と同じ通電位相差の通電をおこなう変則通電手段（例えば、実施の形態でのステップＳ０５）と、前記２相巻線の逆起電圧位相差と異なる通電位相差の通電をおこなう平衡通電手段（例えば、実施の形態でのステップＳ０４）とを備える。

さらに、本発明の第２態様に係るモータ制御装置では、前記２相巻線の逆起電圧位相差は電気角で６０°であり、前記平衡通電手段は前記２相巻線に対して前記通電位相差が電気角で１２０°の通電をおこない、前記変則通電手段は前記２相巻線に対して前記通電位相差が電気角で６０°の通電をおこなう。

さらに、本発明の第３態様に係るモータ制御装置は、前記変則通電手段による通電時に３相に印加する電圧の位相および振幅を相互インダクタンスの電圧成分により補正する補正手段（例えば、実施の形態でのステップＳ２４）を備える。

さらに、本発明の第４態様に係るモータ制御装置は、相対的に大きな最大トルクが要求される場合に前記変則通電手段を選択し、相対的に小さなトルクリップルが要求される場合に前記平衡通電手段を選択する通電切替手段（例えば、実施の形態でのステップＳ０３）を備える。

さらに、本発明の第５態様に係るモータ制御装置は、前記２相巻線以外の相の電圧指令を変動させることで前記２相巻線に印加する電圧の振幅を変調する変調手段（例えば、実施の形態でのステップＳ２７）を備える。

さらに、本発明の第６態様に係るモータ制御装置は、パルス幅変調信号により前記２相巻線への通電を順次転流させるインバータを備え、前記インバータは２相独立のＨブリッジ回路（例えば、実施の形態でのブリッジ回路５１ａ）を備える。

本発明のモータ制御装置によれば、２相巻線の逆起電圧位相差が所定位相差となる結線状態を保持した状態で、２相巻線の逆起電圧位相差と異なる通電位相差の通電をおこなうことで３相の平衡起磁力を発生する平衡通電と、２相巻線の逆起電圧位相差と同じ通電位相差の通電をおこなうことで最大のトルクを発生する変則通電とを、容易に切り替えることができる。

さらに、本発明の第２態様に係るモータ制御装置によれば、２相巻線の逆起電圧位相差は電気角で６０°であることから、平衡通電手段による通電位相差が電気角で１２０°の平衡通電では、各相間の通電位相差が１２０°であることを前提とする通常のベクトル制御の処理を流用することができ、制御処理が複雑化することを抑制することができる。
また、変則通電手段による変則通電では、２相巻線の逆起電圧位相差と同じ通電位相差の電気角で６０°の通電をおこなうことで、最大のトルクを発生させることができる。

さらに、本発明の第３態様に係るモータ制御装置によれば、変則通電手段による変則通電において、２相巻線での相互インダクタンス成分の位相差が逆起電圧位相差と異なることに起因して２相巻線に印加する電圧の位相差が逆起電圧位相差からずれてしまう場合であっても、補正手段によって適切に補正をおこなうことができる。

さらに、本発明の第４態様に係るモータ制御装置によれば、相対的に小さなトルクリップルが要求される場合には３相の平衡起磁力を発生する平衡通電をおこない、相対的に大きな最大トルクが要求される場合には２相巻線の逆起電圧位相差と同じ通電位相差の変則通電をおこなうことにより、モータの運転状態に対する要求に応じて適切な運転をおこなうことができる。

さらに、本発明の第５態様に係るモータ制御装置によれば、２相巻線以外の相の電圧指令を変動させることで２相巻線に印加する電圧の振幅を電源電圧に応じた最大の振幅にすることができる。

さらに、本発明の第６態様に係るモータ制御装置によれば、例えばインバータに３相ブリッジ回路を備える場合には、変則通電において２相巻線以外の相の電流の振幅が２相巻線の電流の振幅よりも大きくなることに対応して、この電流集中に対応した電流定格の増大が必要となることに対して、２相巻線に対する２相独立のＨブリッジ回路を備えることによって電流集中の発生を防止することができ、特定の相の電流定格のみを増大させる必要が生じることを防止し、インバータの構成に要する費用が増大することを防止することができる。

以下、本発明のモータ制御装置の一実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
本実施の形態に係るモータ１は、例えばハイブリッド車両や燃料電池車両や電動車両等の車両に搭載され、例えば内燃機関Ｅと共に車両の駆動源としてモータ１を備えるハイブリッド車両において、内燃機関Ｅとモータ１とトランスミッションＴ／Ｍとを直列に直結した構造のパラレルハイブリッド車両では、少なくとも内燃機関Ｅまたはモータ１の何れか一方の駆動力はトランスミッションＴ／Ｍを介して車両の駆動輪Ｗ，Ｗに伝達されるようになっている。
また、車両の減速時に駆動輪Ｗ，Ｗ側からモータ１に駆動力が伝達されると、モータ１は発電機として機能していわゆる回生制動力を発生し、車体の運動エネルギーを電気エネルギー（回生エネルギー）として回収する。さらに、内燃機関Ｅの出力がモータ１に伝達された場合にもモータ１は発電機として機能して発電エネルギーを発生する。

このモータ１は、例えば図１から図３に示すように３相のクローポール型モータであって、複数の永久磁石５ａ，…，５ａを有するロータ５と、このロータ５を回転させる回転磁界を発生する複数相（例えば、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の３相）のステータ１０とを備え、ロータ５の回転軸の一端は内燃機関のクランクシャフトに連結され、他端はトランスミッションの入力軸に連結されている。
このロータ５において、複数の略長方形板状の永久磁石５ａ，…，５ａは、例えばロータ５の外周部に周方向に所定間隔をおいて配置され、各永久磁石５ａは厚さ方向（つまりロータ５の径方向）に磁化され、周方向で隣り合う永久磁石５ａ，５ａは互いに磁化方向が異方向となるように、すなわち外周側がＮ極とされた永久磁石５ａには、外周側がＳ極とされた永久磁石５ａが周方向で隣接するように配置されている。
また、各永久磁石５ａの外周面は、ロータ５の外周部に対向配置される略円筒状のステータ１０の内周面に向かい露出している。

ロータ５を回転させる回転磁界を発生するステータ１０は、Ｕ相およびＶ相およびＷ相からなる３相の各相毎のＵ相ステータリング１１と、Ｖ相ステータリング１２と、Ｗ相ステータリング１３と、Ｕ相およびＷ相からなる２相のＵ相環状巻線１４およびＷ相環状巻線１５とを備えて構成されている。

Ｕ相ステータリング１１は、例えば図２に示すように、略円環状のＵ相ヨーク２１と、このＵ相ヨーク２１の内周部の周方向Ｃに所定間隔を置いた位置から径方向Ｒ内方および軸線方向Ｐの他方に向かい突出し、径方向Ｒに対する断面形状が略長方形状に形成されたＵ相ティース２２とを備えて構成され、Ｕ相ヨーク２１およびＵ相ティース２２からなるＵ相ステータリング１１の周方向Ｃに対する断面形状が略Ｌ字状となるように構成されている。

Ｖ相ステータリング１２は、例えば図２に示すように、略円環状のＶ相ヨーク２３と、このＶ相ヨーク２３の内周部の周方向Ｃに所定間隔を置いた位置から径方向Ｒ内方および軸線方向Ｐの一方および他方に向かい突出し、径方向Ｒに対する断面形状が略長方形状に形成されたＶ相ティース２４とを備えて構成され、Ｖ相ヨーク２３およびＶ相ティース２４からなるＶ相ステータリング１２の周方向Ｃに対する断面形状が略Ｔ字状となるように構成されている。

Ｗ相ステータリング１３は、例えば図２に示すように、略円環状のＷ相ヨーク２５と、このＷ相ヨーク２５の内周部の周方向Ｃに所定間隔を置いた位置から径方向Ｒ内方および軸線方向Ｐの一方に向かい突出し、径方向Ｒに対する断面形状が略長方形状に形成されたＷ相ティース２６とを備えて構成され、Ｗ相ヨーク２５およびＷ相ティース２６からなるＷ相ステータリング１３の周方向Ｃに対する断面形状が略Ｌ字状となるように構成されている。

そして、各ステータリング１１，１２，１３は、各ヨーク２１，２３，２５が軸線方向Ｐに沿って積み重ねられるようにして接続されている。そして、例えば図３に示すように、複数の各ティース２２，…，２２および２４，…，２４および２６，…，２６が所定順序（例えば、順次、Ｕ相ティース２２，Ｖ相ティース２４，Ｗ相ティース２６等）で周方向Ｃに沿って配列され、周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２４間には１相のＵ相環状巻線１４が配置されるスロットが形成され、周方向Ｃで隣り合う各ティース２４，２６間には１相のＷ相環状巻線１５が配置されるスロットが形成され、周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２６間には２相のＵ相環状巻線１４およびＷ相環状巻線１５が配置されるスロットが形成されている。

各環状巻線１４，１５は、例えば軸線周りの周面内でクランク状に蛇行しつつ周回するようにして、複数の各Ｕ相蛇行部３１，…，３１およびＷ相蛇行部３２，…，３２を備えて構成されている。
各蛇行部３１，３２の周方向Ｃの幅つまりコイルピッチは、例えば図３に示すように、電気角で１２０°（ｅｄｅｇ）に設定され、各蛇行部３１，３２は互いに異なる方向（つまり互いの対向方向であって軸線方向Ｐの一方および他方）に向かい突出するように設けられ、Ｕ相環状巻線１４とＷ相環状巻線１５とは、電気角で２４０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有するようにして周方向Ｃに沿って相対的にずれた位置に配置されている。これにより、例えばＵ相蛇行部３１に対して、周方向Ｃの一方側で隣り合うＷ相蛇行部３２は電気角で２４０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有し、周方向Ｃの他方側で隣り合うＷ相蛇行部３２は電気角で１２０°（ｅｄｅｇ）の位相差を有することになる。そして、２相の各環状巻線１４，１５は、互いの対向方向に突出する互いの各蛇行部３１，３２が周方向Ｃに沿って交互に配列され、互いに交差しないように配置されている。

そして、Ｕ相環状巻線１４のＵ相蛇行部３１にはＵ相ステータリング１１の１つのＵ相ティース２２が配置され、Ｗ相環状巻線１５のＷ相蛇行部３２にはＷ相ステータリング１３の１つのＷ相ティース２６が配置され、周方向Ｃで隣り合うＵ相蛇行部３１とＷ相蛇行部３２との間にはＶ相ステータリング１２の１つのＶ相ティース２４が配置されている。
これにより、周方向Ｃで隣り合う各ティース２２，２４または２４，２６または２２，２６間を縫うようにして配置された２相の各環状巻線１４，１５は所謂電気角で１２０°（ｅｄｅｇ）の短節波巻きをなすように形成されている。

ところで、例えば図４（ａ）に示すようなＹ字状の結線状態を有し、互いに１２０°の通電位相差の正弦波で通電される３相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータの電圧方程式は、例えば相抵抗を無視すると、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、各相の自己インダクタンスＬと、相互インダクタンスＭと、ロータの回転角速度ωと、誘起電圧定数Ｋｅと、時間ｔとにより、下記数式（１）に示すように記述される。
なお、下記数式（１）において、Ｌ＝−２Ｍとし、漏れ磁束を無視した。

この３相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータでは、通電位相差および逆起電圧位相差が１２０°であり、各相電力Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗは下記数式（２）に示すように記述される。なお、下記数式（２）において、（ωｔ＝回転角度θ）とし、漏れ磁束を無視した。

これにより、各相電力Ｐｕ，Ｐｖ，Ｐｗを加算して得られる３相電力和は下記数式（３）に示すように記述され、回転角度θに応じて変化しない値となる。

そして、上記数式（１）において、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは何れか２相の電流により記述できるため、例えばＶ相電流ＩｖをＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗにより記述して消去すると、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗによる線間電圧（例えば、Ｕ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｕｖ（＝Ｖｕ−Ｖｖ）とＷ相−Ｖ相間の線間電圧Ｖｗｖ（＝Ｖｗ−Ｖｖ））は下記数式（４）に示すように記述される。

ところで、上記数式（１）に示す３相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータの電圧方程式において、例えばＶ相の成分を除去したモデル（つまり２相巻線による３相のモータ）は、下記数式（５）に示すように記述される。

先ず、上記数式（５）に示すモデルは、Ｗ相の巻線の向きを反転させる（つまり、Ｗ相の巻線を逆接続する）と、下記数式（６）に示すように記述される。

次に、上記数式（６）に示すモデルは、各巻線のターン数ｎを（√３）倍に変更すると、下記数式（７）に示すように記述される。

次に、上記数式（７）に示すモデルは、誘起電圧の位相の角度原点を９０°（＝π／２）だけ移動させ、Ｕ相の成分とＷ相の成分とを入れ替えると、下記数式（８）に示すように記述され、上記数式（４）と同等になる。

この２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータでは、通電位相差が１２０°かつ逆起電圧位相差が６０°であり、例えば図４（ｂ）に示すように、Ｖ字状の結線状態の２相巻線に対して、Ｕ相の電流を３０°進角、かつ、巻線が逆接続されたＷ相の電流を９０°遅角として通電位相を設定することにより、各相電力Ｐｕｖ，Ｐｗｖは下記数式（９）に示すように記述される。なお、下記数式（９）において、ωｔ＝回転角度θとし、漏れ磁束を無視した。

これにより、各相電力Ｐｕｖ，Ｐｗｖを加算して得られる２相電力和は下記数式（１０）に示すように記述され、上記数式（３）と同等になり、例えば図４（ａ）に示すような結線状態を有する３相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータの３相電力和と同等であって、回転角度θに応じて変化しない値となる。
つまり、通常の３相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータの巻線ターン数Ｎに対して、この２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータでは（√３）倍の巻線ターン数（√３Ｎ）にしているが、相電流Ｉの通電時の起磁力は（巻線ターン数Ｎ×相電流Ｉ）であって、巻線ターン数の増大分に相当する起磁力が発生していないものの、巻線が省略されたＶ相を含めて、各相の起磁力が同等となる。

この２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータにおいて、逆起電圧位相差が６０°となる結線状態を保持した状態で、各相の通電位相を互いに独立に制御するようにして任意の位相角度α，βを用いると、各相電力Ｐｕｖ，Ｐｗｖは下記数式（１１）に示すように記述される。

上記数式（１１）において、Ｕ相電力Ｐｕｖが最大となるのは位相角度αが０°（つまり、α＝０°）の場合であって、Ｗ相電力Ｐｗｖが最大となるのは、位相角度βが（−６０°）（つまり、β＝−６０°）の場合である。

これにより、各相電力Ｐｕｖ，Ｐｗｖを加算して得られる２相電力和の最大値は、下記数式（１２）に示すように記述され、回転角度θに応じて変化する値となるが、回転角度θの１周期での平均値は（√３・ωＫｅＩ）となり、上記数式（１０）に示す２相電力和に対して約１．１５５倍の値となる。

つまり、逆起電圧位相差が６０°となる結線状態を保持した２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータにおいて、例えば図４（ｂ）に示すようにＵ−Ｗ相間の通電位相差を１２０°に設定することで平衡起磁力を発生させる平衡通電と、例えば図４（ｃ）に示すようにＵ−Ｗ相間の通電位相差を６０°に設定することで変則起磁力を発生させる変則通電とを切り替えることにより、モータの平均トルクを可変とすることができる。
なお、変則通電においては、Ｕ−Ｗ相間の通電位相差が６０°となることから、Ｖ相電流Ｉｖの振幅が各相電流Ｉｕ，Ｉｗの振幅の（√３）倍となる。
また、変則通電においては、逆起電圧位相差と通電位相差とが同等の値（つまり６０°）に揃うことで、発生する電力は最大となるが、相対的にＶ相の起磁力が低下することに伴い、各相の起磁力が揃わずに、トルクリップルが増大することになる。

この実施形態によるモータ１を制御するモータ制御装置５０は、例えば図５に示すように、パワードライブユニット（ＰＤＵ）５１と、バッテリ５２と、制御部５３とを備えて構成されている。

このモータ制御装置５０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１の駆動および回生作動は制御部５３から出力される制御指令を受けてＰＤＵ５１により行われる。
ＰＤＵ５１は、例えば図６に示すように、トランジスタのスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路５１ａと、平滑コンデンサ５１ｂとを具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータを備え、モータ１と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ５２が接続されている。

ＰＤＵ５１は、例えばモータ１の駆動時に、制御部５３から出力されるスイッチング指令であるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）に基づき、ＰＷＭインバータの各トランジスタのオン（導通）／オフ（遮断）状態を切り替えることによって、バッテリ５２から供給される直流電力を３相交流電力に変換する正弦波変調のＰＷＭ通電により、３相のモータ１の２相のＵ相およびＷ相環状巻線１４，１５への通電を順次転流させ、Ｕ相およびＷ相環状巻線１４，１５に交流のＵ相電流Ｉｕ及びＷ相電流Ｉｗを通電する。
また、例えばモータ１の回生作動時などにおいてバッテリ５２を充電する際には、制御部５３においてモータ１の回転角度θの出力波形に基づいて同期がとられたパルスに応じてＰＷＭインバータの各トランジスタをオン／オフ駆動させ、モータ１から出力される３相交流電力を直流電力に変換し、このパルスのデューティに応じた所定の電圧値をバッテリ５２の正極側端子ｐｔと負極側端子ｎｔとの間に出力する。

ＰＤＵ５１のブリッジ回路５１ａは、各対をなすハイ側，ロー側Ｕ相トランジスタＵＨ，ＵＬ、および、ハイ側，ロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬ、および、ハイ側，ロー側Ｗ相トランジスタＷＨ，ＷＬを備えている。各ハイ側トランジスタＵＨ，ＶＨ，ＷＨはバッテリ５２の正極側端子ｐｔに接続されてハイサイドアームを構成し、各ロー側トランジスタＵＬ，ＶＬ，ＷＬはバッテリ５２の負極側端子ｎｔに接続されローサイドアームを構成しており、ハイサイドアームの各トランジスタとローサイドアームの各トランジスタとは、各対毎にバッテリ５２に対して直列に接続されている。各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵＨ，ＤＵＬ，ＤＶＨ，ＤＶＬ，ＤＷＨ，ＤＷＬが接続されている。

そして、ブリッジ回路５１ａのハイ側Ｕ相トランジスタＵＨのエミッタおよびロー側Ｕ相トランジスタＵＬのコレクタには、Ｕ相環状巻線１４の一方の入出力端子が接続され、ブリッジ回路５１ａのハイ側Ｗ相トランジスタＷＨのエミッタおよびロー側Ｗ相トランジスタＷＬのコレクタには、Ｗ相環状巻線１５の一方の入出力端子が接続されている。
そして、ブリッジ回路５１ａのハイ側Ｖ相トランジスタＶＨのエミッタおよびロー側Ｖ相トランジスタＶＬのコレクタには、Ｕ相環状巻線１４およびＷ相環状巻線１５の各他方の入出力端子が接続されている。

制御部５３は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、Ｉｄ指令（Ｉｄｒｅｆ）及びＩｑ指令（Ｉｑｒｅｆ）に基づいて各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出してＰＤＵ５１へ出力すると共に、実際にＰＤＵ５１からモータ１に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、Ｉｄ指令及びＩｑ指令との各偏差がゼロとなるように制御を行う。
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えばロータ５の永久磁石５ａによる界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、モータ１のロータ５と共に同期して電気角速度ω（以下、単に、回転角速度ωと呼ぶ）で回転している。これにより、ＰＤＵ５１からモータ１の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令Ｉｄｒｅｆ及びＩｑ指令Ｉｑｒｅｆを与えるようになっている。

この制御部５３は、例えば、フィルタ処理部７１と、３相−ｄｑ変換部７２と、回転数演算部７３と、電流指令出力部７４と、減算器７５ａ，７５ｂと、電流フィードバック制御部７６と、ｄｑ−３相個別変換部７７と、電圧振幅位相補正部７８と、電流位相ずれ演算部７９と、積分補償部８０と、電流位相補正部８１と、通電切替指令出力部８２と、ＰＷＭ信号生成部８３とを備えて構成されている。

フィルタ処理部７１は、モータ１の各環状巻線１４，１５に通電される各相電流Ｉｕ，Ｉｗを検出する２つの電流センサ９１，９１により検出されたＵ相，Ｗ相電流に対する検出信号Ｉｕｓ，Ｉｗｓに対して、高周波成分の除去等のフィルタ処理を行い、各相電流Ｉｕ，Ｉｗを抽出する。

３相−ｄｑ変換部７２は、例えばロータ５の回転角度つまりロータ５の磁極位置を検出するレゾルバなどの回転センサ９２から出力されるロータ５の回転角度θを用いて、静止座標上における電流である各相電流Ｉｕ，Ｉｗを、モータ１の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。そして、３相−ｄｑ変換部７２から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは減算器７５ａ，７５ｂへ出力されている。

３相−ｄｑ変換部７２は、通電切替指令出力部８２から出力される通電切替指令、つまり平衡通電または変則通電を切り替えて実行することを指示する指令信号に応じて、平衡通電に対する３相−ｄｑ変換処理または変則通電に対する３相−ｄｑ変換処理を切り替えて実行する。
平衡通電に対する３相−ｄｑ変換処理は、逆起電圧位相差が６０°となる結線状態を保持した２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータ１において、各相間の通電位相差が１２０°であることを前提とする通常のベクトル制御での変換処理と同等である。
これに対して、変則通電に対する３相−ｄｑ変換処理は、逆起電圧位相差が６０°となる結線状態を保持した２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータ１において、Ｕ−Ｗ相間の通電位相差を６０°としており、任意の位相角度Ａ，Ｂと任意の変換のスケーリング係数Ｋｄｑとにより下記数式（１３）に示すように記述される変換式において、例えば下記数式（１４）に示すように任意の位相角度αにより各相電流Ｉｕ，Ｉｗを記述すると、下記数式（１３）のｄ軸電流Ｉｄは下記数式（１５）に示すように記述される。

下記数式（１６）に基づき、上記数式（１５）のｄ軸電流Ｉｄは下記数式（１７）に示すように記述される。

上記数式（１７）においてｄ軸電流Ｉｄを直流的な信号とするためには、下記数式（１８）に示すように、（ωｔ＝回転角度θ）を含むｃｏｓ成分がゼロとなる必要があり、これにより、下記数式（１９）が成り立つ。そして、下記数式（１９）に基づき、任意の位相角度Ａ，Ｂは、下記数式（２０）に示すように記述される。

上記数式（２０）により、上記数式（１３）は下記数式（２１）に示すように記述される。
なお、下記数式（２１）は下記数式（２２）と同等であって、下記数式（２２）において、例えばｄｑ座標の設定あるいは回転センサ９２でのゼロ点較正などに応じて任意に設定可能な位相角度Ａ，Ａ´に対して、ｑ軸をｄ軸の９０°進角に設定した場合（つまり、Ａ´＝Ａ＋９０°）に相当している。
なお、位相角度Ａ，Ａ´に対して、ｑ軸をｄ軸の９０°遅角に設定した場合には（Ａ´＝Ａ＋９０°）の代わりに（Ａ´＝Ａ−９０°）となる。

以下に、変則通電に対する３相−ｄｑ変換処理の具体例として、ｄ軸をＵ相の角度原点とし、ｑ軸をｄ軸の９０°進角とした場合について説明する。
上記数式（１４）における位相角度αが９０°（つまり、α＝９０°）のときに、ｄ軸電流Ｉｄ＝０かつｑ軸電流Ｉｑ＞０となることから、ｄ軸電流Ｉｄ＝０により上記数式（１７）は下記数式（２３）に示すように記述される。

上記数式（２０）および上記数式（２３）から下記数式（２４）が成り立ち、位相角度Ａ，Ｂの組み合わせは下記数式（２５）に示すように記述される。

また、ｑ軸電流Ｉｑ＞０により上記数式（１３）のｑ軸電流Ｉｑは下記数式（２６）に示すように記述される。
上記数式（２５）に示す位相角度Ａ，Ｂの組み合わせに対して、下記数式（２７）が成り立つことから、位相角度Ａ＝−３０°かつ位相角度Ｂ＝９０°となり、一般化された変換式である上記数式（１３）は、具体的な変換式として下記数式（２８）に示すように記述される。

回転数演算部７３は、回転センサ９２から出力されるロータ５の回転角度θの検出信号からモータ１の回転数Ｎｍを算出する。

電流指令出力部７４は、例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作に関するアクセル操作量やモータ１の回転数Ｎｍなどに応じて必要とされるトルク値をモータ１に発生させるためのトルク指令Ｔｑに基づき、ＰＤＵ５１からモータ１に供給する各相電流Ｉｕ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令Ｉｄｒｅｆ及びＩｑ指令Ｉｑｒｅｆとして減算器７５ａ，７５ｂへ出力されている。

減算器７５ａはＩｄ指令Ｉｄｒｅｆとｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出し、減算器７５ｂはＩｑ指令Ｉｑｒｅｆとｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出し、各偏差ΔＩｄ及び偏差ΔＩｑを電流フィードバック制御部７６へ出力する。
電流フィードバック制御部７６は、例えばＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑをｄｑ−３相個別変換部７７へ出力する。

ｄｑ−３相個別変換部７７は、例えば回転センサ９２から出力されるロータ５の回転角度θを用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。
ｄｑ−３相個別変換部７７は、通電切替指令出力部８２から出力される通電切替指令、つまり平衡通電または変則通電を切り替えて実行することを指示する指令信号に応じて、平衡通電に対するｄｑ−３相個別変換処理または変則通電に対するｄｑ−３相個別変換処理を切り替えて実行する。

平衡通電に対するｄｑ−３相個別変換処理は、逆起電圧位相差が６０°となる結線状態を保持した２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータ１において、各相間の通電位相差が１２０°であることを前提として各相毎に個別に変換処理を行うものであって、例えば図７に示す制御目標位相差γが１２０°（つまり、γ＝１２０°）とされる。そして、特に、Ｕ相およびＷ相に対しては、電流位相補正部８１から出力される各相毎の各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）に応じて、各相毎にｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを補正し、補正により得たｄｑ座標上での各指令値を各相毎に個別に静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。

また、変則通電に対するｄｑ−３相個別変換処理は、逆起電圧位相差が６０°となる結線状態を保持した２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータ１において、各相間の通電位相差が６０°であることを前提として各相毎に個別に変換処理を行うものであって、例えば図７に示す制御目標位相差γが６０°（つまり、γ＝６０°）とされる。そして、特に、Ｕ相およびＷ相に対しては、電圧振幅位相補正部７８から出力される各相毎の各電圧成分（ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕ），（ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗ）と、電流位相補正部８１から出力される各相毎の各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）とに応じて、各相毎にｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを補正し、補正により得たｄｑ座標上での各指令値を各相毎に個別に静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。

この変則通電においては、各自己インダクタンスＬｕ，Ｌｗと、各相互インダクタンスＭｕｗ，Ｍｗｕとにより、例えばＵ相逆起電圧位相を９０°とした場合に下記数式（２９）に示すように記述されるモータモデルの数式において、例えば下記数式（３０）に示すように任意の位相角度αおよび電流Ｉａにより各相電流Ｉｕ，Ｉｗを記述すると、モータモデルの数式は下記数式（３１）に示すように記述される。
なお、下記数式（２９），（３１）においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑの補正を簡略化するためにＶ相交流電圧指令値Ｖｖをゼロ（つまり、Ｖｖ＝０）としている。

ところで、上記数式（３１）において各相互インダクタンスＭｕｗ，Ｍｗｕをゼロ（Ｍｕｗ＝Ｍｗｕ＝０）とした場合に対応するベクトル図（例えば、位相角度αが９０°（つまり、α＝９０°）である図８（ａ））に示すように、Ｕ相交流電圧指令値Ｖｕは、Ｕ相逆起電圧成分ωＫｅ＿ｕとＵ相自己インダクタンス成分ωＬｕＩａとの合成電圧であり、Ｗ相交流電圧指令値Ｖｗは、Ｗ相逆起電圧成分ωＫｅ＿ｗとＷ相自己インダクタンス成分ωＬｗＩａとの合成電圧である。そして、各相間において、Ｕ相逆起電圧成分ωＫｅ＿ｕとＷ相逆起電圧成分ωＫｅ＿ｗとの位相差およびＵ相自己インダクタンス成分ωＬｕＩａとＷ相自己インダクタンス成分ωＬｗＩａとの位相差は６０°であることから、各自己インダクタンスＬｕ，Ｌｗ（例えば、図８（ａ）ではＬｕ＝Ｌｗ）および電流Ｉａの大きさに拘らずに、Ｕ相交流電圧指令値ＶｕとＷ相交流電圧指令値Ｖｗとの位相差も６０°となる。

一方、各相互インダクタンスＭｕｗ，Ｍｗｕがゼロ以外（Ｍｕｗ＝Ｌｕ／２≠０，Ｍｗｕ＝Ｌｗ／２≠０）である場合に対応するベクトル図（例えば、位相角度αが９０°（つまり、α＝９０°）である図８（ｂ））に示すように、Ｕ相交流電圧指令値Ｖｕは、Ｕ相逆起電圧成分ωＫｅ＿ｕとＵ相自己インダクタンス成分ωＬｕＩａとＵ相−Ｗ相間相互インダクタンス成分ωＭｕｗＩａとの合成電圧であり、Ｗ相交流電圧指令値Ｖｗは、Ｗ相逆起電圧成分ωＫｅ＿ｗとＷ相自己インダクタンス成分ωＬｗＩａとＷ相−Ｕ相間相互インダクタンス成分ωＭｗｕＩａとの合成電圧である。そして、各相間において、Ｕ相逆起電圧成分ωＫｅ＿ｕとＷ相逆起電圧成分ωＫｅ＿ｗとの位相差およびＵ相自己インダクタンス成分ωＬｕＩａとＷ相自己インダクタンス成分ωＬｗＩａとの位相差は６０°であるのに対して、Ｕ相−Ｗ相間相互インダクタンス成分ωＭｕｗＩａとＷ相−Ｕ相間相互インダクタンス成分ωＭｗｕＩａとの位相差は（−６０°）となることから、Ｕ相交流電圧指令値ＶｕとＷ相交流電圧指令値Ｖｗとの位相差は６０°とはならずにずれてしまう。このため、各相互インダクタンスＭｕｗ，Ｍｗｕに応じて、Ｕ相交流電圧指令値ＶｕとＷ相交流電圧指令値Ｖｗとの振幅および位相を補正する必要が生じる。具体的には、後述するように、ｄｑ−３相個別変換部７７は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑに対して、各相互インダクタンスＭｕｗ，Ｍｗｕにより発生する各電圧成分（ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕ），（ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗ）を作用させる補正をおこなう。

なお、平衡通電においては、各電圧成分（ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕ），（ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗ）はゼロである。

また、この実施形態によるモータ１では、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうち２相のＵ相環状巻線１４およびＷ相環状巻線１５のみを備えることから、この２相間（つまり、Ｕ相−Ｗ相間）の磁気抵抗は、他の２相間（つまり、Ｕ相−Ｖ相間およびＶ相−Ｗ相間）の磁気抵抗に比べて小さくなることから、各相のインダクタンスに不整合が生じる。そして、このようなインダクタンスの不整合に起因して各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相にずれが生じ、平衡通電ではＵ−Ｗ相間の通電位相差が１２０°からずれ、変則通電ではＵ−Ｗ相間の通電位相差が６０°からずれることになる。このため、後述するように、ｄｑ−３相個別変換部７７は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑに対して、各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）を作用させる補正をおこなう。

例えば位相角度Ａが（−３０°）（つまり、Ａ＝−３０°）である時にＵ相の角度原点をｄ軸とした場合での変換式は、任意の位相角度Ａ，Ａ´と、任意の係数Ｋａｄｑと、各補正電圧指令値（Ｖｄｕ，Ｖｑｕ），（Ｖｄｗ，Ｖｑｗ）とに基づき、下記数式（３２）に示すように記述される。なお、下記数式（３２）において、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖはゼロと仮定した。

上記数式（３２）において、ｄ軸をＵ相の角度原点とし（つまり、Ａ＝−３０°）、かつ、ｑ軸をｄ軸の９０°進角とした場合（つまり、Ａ´＝Ａ＋９０°＝６０°）での変換式は、下記数式（３３）に示すように記述される。

そして、各補正電圧指令値（Ｖｄｕ，Ｖｑｕ），（Ｖｄｗ，Ｖｑｗ）は、各電圧成分（ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕ），（ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗ）と、各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，ΔＶｑｕ＿ｆｂ），（ΔＶｄｗ＿ｆｂ，ΔＶｑｗ＿ｆｂ）とに基づき、下記数式（３４）に示すように記述される。

電圧振幅位相補正部７８は、変則通電に対して下記数式（３５）により各電圧成分（ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕ），（ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗ）を算出する。
つまり、例えば図８（ｂ）に示すように、Ｕ相−Ｗ相間相互インダクタンス成分ωＭｕｗＩａはＩｄ指令Ｉｄｒｅｆ及びＩｑ指令Ｉｑｒｅｆに対して１５０°進角、Ｗ相−Ｕ相間相互インダクタンス成分ωＭｗｕＩａはＩｄ指令Ｉｄｒｅｆ及びＩｑ指令Ｉｑｒｅｆに対して３０°進角であるから、各相互インダクタンスＭｕｗ，Ｍｗｕが互いに等しい（Ｍｕｗ＝Ｍｗｕ）として、各電圧成分（ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕ），（ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗ）は、下記数式（３５）に示すように記述される。

なお、上記数式（３５）において、電圧振幅位相補正部７８は、相互インダクタンスＭｕｗを、例えば予め実行する試験により得られる値に基づくフィードフォワード項としたり、例えば適宜の係数Ｋ（０＜Ｋ＜１）を各自己インダクタンスＬｕ，Ｌｗに作用させて得られる値（例えば、Ｋ・Ｌｕ）として、係数Ｋの最適値を適宜に演算する。

また、電流位相補正部８１は、下記数式（３６）により各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）を算出する。
つまり、各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）は、例えば積分ゲインｋと、相抵抗ｒと、各自己インダクタンスＬｕ，Ｌｗに応じた自己インダクタンスＬ（例えば、２つのＵ相およびＷ相自己インダクタンスＬｕ，Ｌｗの平均値、あるいは、２つのＵ相およびＷ相自己インダクタンスＬｕ，Ｌｗのうち何れか大きい値または何れか小さい値など）とに基づき、下記数式（３６）に示すように記述される。

そして、上記数式（３６）において、積分ゲインｋは、フィードバックゲインＫｆｂに基づき、下記数式（３７）に示すように記述される。

上記数式（３６）において、モータ１の回転数Ｎｍが増大すると、相抵抗ｒは（ωＬ）に比べて十分に小さく（つまり、ｒ≪ωＬ）なることから、自己インダクタンスＬの値の大小は積分ゲインｋの値によって吸収されることになる。
つまり、制御目標位相差γ（平衡通電では１２０°（つまり、γ＝１２０°）、変則通電では６０°（つまり、γ＝６０°））からの位相ずれ角度δの検出値に対して、自己インダクタンスＬとフィードバックゲインＫｆｂとによるフィードバック処理がおこなわれて、各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）が演算されている。

電流位相ずれ演算部７９は、位相ずれ角度δを、例えば図７に示すように、ロータ５の異なる回転角度θ_１，θ_２での各相の瞬時電流値Ｉｕ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｗ２に基づき算出し、積分補償部８０へ出力する。なお、各回転角度θ_１，θ_２は、回転センサ９２から出力される回転角度θにより得られる。
つまり、各相のインダクタンスの不整合に起因してＵ相電流ＩｕとＷ相電流Ｉｗとには、互いに逆方向の位相ずれ角度δが生じることから、各相電流Ｉｕ，Ｉｗを正弦波状とすれば、Ｕ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗは下記数式（３８）に示すように記述される。

そして、同一相で異なる適宜の回転角度θ_１，θ_２でのＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗの各瞬時電流値Ｉｕ_１，Ｉｕ_２，Ｉｗ_１，Ｉｗ_２は、例えば下記数式（３９）に示すように記述されることから、Ｕ相の各瞬時電流値Ｉｕ_１，Ｉｕ_２およびＷ相の各瞬時電流値Ｉｗ_１，Ｉｗ_２に対して下記数式（４０）が成り立つ。

ここで、各電圧Ｖｓｕ，Ｖｃｕ，Ｖｓｗ，Ｖｃｗを下記数式（４１）に示すようにして定義すると、適宜の回転角度θ_１，θ_２の差（θ_１−θ_２）の正弦値ｓｉｎ（θ_１−θ_２）≠０の場合に、これらの各電圧Ｖｓｕ，Ｖｃｕ，Ｖｓｗ，Ｖｃｗと、上記数式（４０）とに基づき、下記数式（４２）に示すようにして、位相ずれ角度δの正弦値を算出することができ、さらに、位相ずれ角度δ≒０において、下記数式（４３）に示すようにして、この位相ずれ角度δの近似値を算出することができる。

積分補償部８０は、上記数式（３７）に示すように、電流位相ずれ演算部７９にて算出される各相電流Ｉｕ，Ｉｗの位相ずれ角度δを積分動作により制御増幅して積分ゲインｋを算出し、電流位相補正部８１へ出力する。

電流位相補正部８１は、積分補償部８０にて算出される積分ゲインｋに基づき、各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）を算出し、ｄｑ−３相個別変換部７７へ出力する。
電流位相補正部８１は、モータ１の突極性を無視した場合におけるｄｑ座標上での回路方程式に基づき、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗおよび各相電流Ｉｕ，Ｉｗの所定定常値からの変化に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑとｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの各変化ΔＶｄ，ΔＶｑ，ΔＩｄ，ΔＩｑを、例えば下記数式（４４）に示すように近似する。

そして、電流位相補正部８１は、上記数式（４４）に基づき、例えばＵ相電流Ｉｕを進角させる際にｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆをπ／２＝９０°（ｅｄｅｇ）だけ位相を進める電圧変化（ΔＶｄｕ（ｆｂ），ΔＶｑｕ（ｆｂ））と、例えばＷ相電流Ｉｗを遅角させる際にｄ軸電流指令Ｉｄｒｅｆおよびｑ軸電流指令Ｉｑｒｅｆをπ／２＝９０°（ｅｄｅｇ）だけ位相を遅らせる電圧変化（ΔＶｄｗ（ｆｂ），ΔＶｑｗ（ｆｂ））とを、例えば下記数式（４５）に示すように記述する。

そして、電流位相補正部８１は、上記数式（４５）と積分ゲインｋとに基づき、各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）を、上記数式（３６）により演算する。
ｄｑ−３相個別変換部７７は、電流位相補正部８１により算出された各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）によって各電圧指令値Ｖｄ，Ｖｑを補正して得た値から変換処理によって各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗを算出することで、これらの各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗに応じた各相電流Ｉｕ，Ｉｗを進角または遅角させることができる。

通電切替指令出力部８２は、モータ１を搭載する車両の運転状態あるいは操作者による指示入力などに応じて、通電切替指令つまり平衡通電または変則通電を切り替えて実行することを指示する指令信号を出力する。
例えばモータ１の回生作動時などのように相対的に大きな最大トルクが要求される場合には変則通電の実行を指示し、例えばモータ１の始動時などのように相対的に小さなトルクリップルが要求される場合には平衡通電の実行を指示する。

ＰＷＭ信号生成部８３は、例えばモータ１の駆動時に正弦波状の各相電流を通電するために、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと三角波などのキャリア信号とを比較して、ＰＤＵ５１のＰＷＭインバータの各トランジスタをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成する。

ＰＤＵ５１からモータ１の２相のＵ相およびＷ相環状巻線１４，１５に通電されるＵ相電流ＩｕおよびＷ相電流Ｉｗと、各相電流Ｉｕ，Ｉｗから算出されるＶ相電流Ｉｖ（＝−Ｉｕ−Ｉｗ）とは、平衡通電においては例えば図９（ａ）に示すように変化し、変則通電においては例えば図９（ｂ）に示すように変化する。
つまり、平衡通電においては、Ｕ−Ｗ相間の通電位相差が１２０°であって、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅は等しくなる。
一方、変則通電においては、Ｕ−Ｗ相間の通電位相差が６０°であって、Ｖ相電流Ｉｖの振幅が各相電流Ｉｕ，Ｉｗの振幅の（√３）倍となる。
そして、３相−ｄｑ変換部７２においては、平衡通電と変則通電とにおいて、３相−ｄｑ変換処理が切り替えられることから、平衡通電での各相電流Ｉｕ，Ｉｗおよび変則通電での各相電流Ｉｕ，Ｉｗに対して、例えば図９（ｃ）に示すように、直流的なｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑが得られることになる。

また、例えば図１０に示すように、Ｕ相環状巻線１４およびＷ相環状巻線１５の各巻線ターン数を１０ターンとし、通電電流を２００（Ａｒｍｓ）とした場合の平衡通電と変則通電との各相の起磁力（Ａ・Ｔｕｒｎ）において、変則通電では、平衡通電に比べて、Ｕ相およびＷ相の波高値が約１．５倍に増大し、Ｖ相の波高値が約０．５７倍に低下することが認められる。

また、例えば図１１に示すように、変則通電においては、平衡通電に比べて、逆起電圧位相差と通電位相差とが同等の値（つまり６０°）に揃うことで、通電電流に対する平均トルクが約１３％増大することが認められる。
また、例えば図１２に示すように、変則通電においては、平衡通電に比べて、相対的にＶ相の起磁力が低下することに伴い、トルクリップルがやや増大することが認められる。

また、図１３には、変則通電においてＩｄ指令（Ｉｄｒｅｆ）及びＩｑ指令（Ｉｑｒｅｆ）を適宜に変更した場合の各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖおよび各相逆起電圧Ｖｅｍｆ＿ｕ，Ｖｅｍｆ＿ｗおよび各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよびｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑおよびｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑのシミュレーションの結果を示した。

また、ＰＷＭ信号生成部８３は、変則通電においてｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑの補正を簡略化するためにｄｑ−３相個別変換部７７によってゼロとされたＶ相交流電圧指令値Ｖｖを変動させるようにＰＷＭ変調をおこなう。
このＰＷＭ変調では、例えば下記数式（４６）に示すように、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ＝ゼロでの各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ（つまり、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗと同等）に応じて、新たにＶ相交流電圧指令値Ｖｖを設定することによって、例えば図１４に示すように、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖの振幅を、バッテリ５２の端子電圧Ｖｂによる値（Ｖｂ／２）から値（Ｖｂ）まで拡大させることができる。
例えば図１４に示すように、このＰＷＭ変調の実行前（変調前）では、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖがゼロ（つまり、Ｖｖ＝０）であることに伴い、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖの振幅の最大値は、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗの振幅の最大値と同等である端子電圧Ｖｂの（１／２）倍の値（Ｖｂ／２）となる。
一方、ＰＷＭ変調の実行後（変調後）では、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖが変動することに伴い、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗの振幅の最大値は端子電圧Ｖｂの（１／２）倍の値（Ｖｂ／２）であるのに対して、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖの振幅の最大値は端子電圧Ｖｂとなる。

本実施の形態によるモータ制御装置５０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置５０の動作、特に、平衡通電と変則通電とを切り替える処理について添付図面を参照しながら説明する。

先ず、図１５に示すステップＳ０１においては、例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作に関するアクセル操作量やモータ１の回転数Ｎｍなどに応じて必要とされるトルク値をモータ１に発生させるためのトルク指令Ｔｑを取得する。
次に、ステップＳ０２においては、モータ１の運転状態あるいはモータ１を搭載する車両の運転状態に係る各種信号（例えば、モータ１の運転モード（例えば、駆動あるいは回生まど）を示す信号、車両の運転モード（例えば加速あるいはクルーズ走行あるいは減速など）を示す信号など）を取得する。

次に、ステップＳ０３においては、取得したトルク指令Ｔｑまたは運転状態に基づき、変則通電の実行を許可する所定条件が成立しているか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ０４に進み、このステップＳ０４においては、後述する平衡通電の処理を実行し、リターンに進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０５に進み。このステップＳ０５においては、後述する変則通電の処理を実行し、リターンに進む。

以下に、上述したステップＳ０４での平衡通電の処理について説明する。
先ず、例えば図１６に示すステップＳ１１においては、２つの電流センサ９１，９１の出力に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｗを取得する。
そして、ステップＳ１２においては、逆起電圧位相差が６０°となる結線状態を保持した２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータ１において、各相間の通電位相差が１２０°であることを前提とする３相−ｄｑ変換処理を実行する。
そして、ステップＳ１３においては、３相−ｄｑ変換処理により算出されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、Ｉｄ指令（Ｉｄｒｅｆ）及びＩｑ指令（Ｉｑｒｅｆ）との各偏差がゼロとなるように電流フィードバックの処理を実行する。

そして、ステップＳ１４においては、各相のインダクタンスの不整合に起因して各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相に生じるずれを補正するための電流補正フィードバックの処理を実行する。
そして、ステップＳ１５においては、逆起電圧位相差が６０°となる結線状態を保持した２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータ１において、各相間の通電位相差が１２０°であることを前提として各相毎に個別に変換をおこなうｄｑ−３相個別変換処理を実行する。
そして、ステップＳ１６においては、ｄｑ−３相個別変換処理により算出された各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、三角波などのキャリア信号とを比較して、ＰＤＵ５１のＰＷＭインバータの各トランジスタをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成して出力し、エンドに進む。

以下に、上述したステップＳ０５での変則通電の処理について説明する。
先ず、例えば図１７に示すステップＳ２１においては、２つの電流センサ９１，９１の出力に基づき、各相電流Ｉｕ，Ｉｗを取得する。
そして、ステップＳ２２においては、逆起電圧位相差が６０°となる結線状態を保持した２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータ１において、各相間の通電位相差が６０°であることを前提とする３相−ｄｑ変換処理を実行する。
そして、ステップＳ２３においては、３相−ｄｑ変換処理により算出されたｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、Ｉｄ指令（Ｉｄｒｅｆ）及びＩｑ指令（Ｉｑｒｅｆ）との各偏差がゼロとなるように電流フィードバックの処理を実行する。

そして、ステップＳ２４においては、各相互インダクタンスＭｕｗ，Ｍｗｕに応じて、Ｕ相交流電圧指令値ＶｕとＷ相交流電圧指令値Ｖｗとの振幅および位相を補正する位相・振幅補正の処理を実行する。
そして、ステップＳ２５においては、各相のインダクタンスの不整合に起因して各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの位相に生じるずれを補正するための電流補正フィードバックの処理を実行する。

そして、ステップＳ２６においては、逆起電圧位相差が６０°となる結線状態を保持した２相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータ１において、各相間の通電位相差が６０°であることを前提として各相毎に個別に変換をおこなうｄｑ−３相個別変換処理を実行する。
そして、ステップＳ２７においては、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ＝ゼロでの各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ（つまり、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗと同等）に応じて、新たにＶ相交流電圧指令値Ｖｖを設定する変調の処理を実行する。
そして、ステップＳ２８においては、ｄｑ−３相個別変換処理により算出された各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗと変調の処理により算出されたＶ相交流電圧指令値Ｖｖと、三角波などのキャリア信号とを比較して、ＰＤＵ５１のＰＷＭインバータの各トランジスタをオン／オフ駆動させるゲート信号（つまり、ＰＷＭ信号）を生成して出力し、エンドに進む。

以下に、上述したステップＳ１４およびステップＳ２５での電流補正フィードバックの処理について説明する。
先ず、例えば図１８に示すステップＳ３１においては、上記数式（４５）と積分ゲインｋとに基づき、各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）を、上記数式（３６）により演算する。
そして、ステップＳ３２においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑに対して、各電流補正項（Ｖｄｕ＿ｆｂ，Ｖｑｕ＿ｆｂ），（Ｖｄｗ＿ｆｂ，Ｖｑｗ＿ｆｂ）を作用させて、各補正電圧指令値（Ｖｄｕ，Ｖｑｕ），（Ｖｄｗ，Ｖｑｗ）を算出し、エンドに進む。

以下に、上述したステップＳ２４での位相・振幅補正の処理について説明する。
先ず、例えば図１９に示すステップＳ４１においては、上記数式（３５）に基づき、各電圧成分（ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕ），（ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗ）を算出する。
そして、ステップＳ４２においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄおよびｑ軸電圧指令値Ｖｑに対して、各電圧成分（ΔＶｄｕ，ΔＶｑｕ），（ΔＶｄｗ，ΔＶｑｗ）を作用させて、各補正電圧指令値（Ｖｄｕ，Ｖｑｕ），（Ｖｄｗ，Ｖｑｗ）を算出し、エンドに進む。

以下に、上述したステップＳ２７での変調の処理について説明する。
先ず、例えば図２０に示すステップＳ５１においては、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ＝ゼロでの各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ（つまり、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗと同等）がゼロよりも大きいか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ５５に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ５２に進む。
そして、ステップＳ５２においては、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ＝ゼロでの各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ（つまり、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗと同等）のうち何れか大きい方の（−１／２）倍の値を、新たにＶ相交流電圧指令値Ｖｖとして設定する。

そして、ステップＳ５３においては、Ｕ相交流電圧指令値ＶｕにＶ相交流電圧指令値Ｖｖを加算して得た値を、新たにＵ相交流電圧指令値Ｖｕとして設定する。
そして、ステップＳ５４においては、Ｗ相交流電圧指令値ＶｗにＶ相交流電圧指令値Ｖｖを加算して得た値を、新たにＷ相交流電圧指令値Ｖｗとして設定し、エンドに進む。

また、ステップＳ５５においては、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ＝ゼロでの各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ（つまり、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗと同等）がゼロよりも小さいか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ５６に進み、このステップＳ５６においては、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ＝ゼロでの各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ（つまり、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗと同等）のうち何れか小さい方の（−１／２）倍の値を、新たにＶ相交流電圧指令値Ｖｖとして設定し、ステップＳ５３に進む。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ５７に進み、このステップＳ５７においては、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ＝ゼロでの各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ（つまり、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗと同等）の和の（−１／２）倍の値（つまり、各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗの平均値の負値）を、新たにＶ相交流電圧指令値Ｖｖとして設定し、ステップＳ５３に進む。

上述したように、本実施の形態によるモータ制御装置５０によれば、２相の各環状巻線１４，１５の逆起電圧位相差が電気角で６０°となる結線状態を保持した状態で、２相の各環状巻線１４，１５の逆起電圧位相差と異なる電気角で１２０°の通電位相差の通電をおこなうことで３相の平衡起磁力を発生する平衡通電と、２相の各環状巻線１４，１５の逆起電圧位相差と同じ通電位相差の通電をおこなうことで最大のトルクを発生する変則通電とを切り替えることによって、モータ１の運転特性を容易に切り替えることができる。
しかも、平衡通電では、各相間の通電位相差が１２０°であることを前提とする通常のベクトル制御の処理を利用して制御処理が複雑化することを抑制することができる。

さらに、変則通電において、２相の各環状巻線１４，１５でのＵ相−Ｗ相間相互インダクタンス成分ωＭｕｗＩａとＷ相−Ｕ相間相互インダクタンス成分ωＭｗｕＩａの位相差が逆起電圧位相差と異なることに起因して２相の各環状巻線１４，１５に印加する電圧の位相差が逆起電圧位相差からずれてしまう場合であっても、電圧振幅位相補正部７８によって各環状巻線１４，１５に印加する電圧の位相差を適切に補正することができる。

さらに、相対的に小さなトルクリップルが要求される場合には３相の平衡起磁力を発生する平衡通電をおこない、相対的に大きな最大トルクが要求される場合には２相の各環状巻線１４，１５の逆起電圧位相差と同じ通電位相差の変則通電をおこなうことにより、モータ１の運転状態に対する各種要求の変化に応じて適切な運転をおこなうことができる。
例えば図２１に示すように、駆動時に比べてモータ１に対する要求トルクの最大値が大きくなると共に、駆動時に比べてトルクリップルをイナーシャにより吸収可能であってトルクリップルの許容範囲が相対的に大きい回生時においては、変則通電を実行することにより、回生電力を増大させることができる。

さらに、２相の各環状巻線１４，１５の逆起電圧位相差が電気角で６０°となる結線状態において、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖを変動させるようにＰＷＭ変調をおこなうことで、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖの振幅の最大値を、Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ＝ゼロに対応する値（Ｖｂ／２）から、バッテリ５２の端子電圧Ｖｂまで増大させることができる。

なお、上述した実施の形態において、ブリッジ回路５１ａを構成する各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬの定格電流を互いに同等に設定することに限定されず、少なくともハイ側，ロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬのみに対して定格電流を相対的に（√３）倍に増大させてもよい。つまり、平衡通電では各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅は等しくなるのに対して、変則通電の各相電流Ｉｕ，Ｉｗの振幅は平衡通電の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅と同等、かつ、変則通電のＶ相電流Ｉｖの振幅は平衡通電の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの振幅の（√３）倍となる。このため、例えばブリッジ回路５１ａを構成する各トランジスタＵＨ，ＵＬ，ＶＨ，ＶＬ，ＷＨ，ＷＬの定格電流を一様に（√３）倍に増大させることに代えて、ハイ側，ロー側Ｖ相トランジスタＶＨ，ＶＬのみの定格電流を相対的に（√３）倍に増大させることにより、ブリッジ回路５１ａの構成に要する費用が過剰に増大してしまうことを防止することができる。

なお、上述した実施の形態においては、ブリッジ回路５１ａを３相ブリッジ回路としたが、これに限定されず、例えばブリッジ回路５１ａを２相独立のＨブリッジ回路としてもよい。
この変形例において、ＰＤＵ５１のブリッジ回路５１ａは、例えば図２２に示すように、各対をなすハイ側，ロー側Ｕ相第１トランジスタＵ１Ｈ，Ｕ１Ｌ、および、ハイ側，ロー側Ｕ相第２トランジスタＵ２Ｈ，Ｕ２Ｌ、および、ハイ側，ロー側Ｗ相第１トランジスタＷ１Ｈ，Ｗ１Ｌ、および、ハイ側，ロー側Ｗ相第２トランジスタＷ２Ｈ，Ｗ２Ｌを備えている。各ハイ側トランジスタＵ１Ｈ，Ｕ２Ｈ，Ｗ１Ｈ，Ｗ２Ｈはバッテリ５２の正極側端子ｐｔに接続されてハイサイドアームを構成し、各ロー側トランジスタＵ１Ｌ，Ｕ２Ｌ，Ｗ１Ｌ，Ｗ２Ｌはバッテリ５２の負極側端子ｎｔに接続されローサイドアームを構成しており、ハイサイドアームの各トランジスタとローサイドアームの各トランジスタとは、各対毎にバッテリ５２に対して直列に接続されている。各トランジスタＵ１Ｈ，Ｕ１Ｌ，Ｕ２Ｈ，Ｕ２Ｌ，Ｗ１Ｈ，Ｗ１Ｌ，Ｗ２Ｈ，Ｗ２Ｌのコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵ１Ｈ，ＤＵ１Ｌ，ＤＵ２Ｈ，ＤＵ２Ｌ，ＤＷ１Ｈ，ＤＷ１Ｌ，ＤＷ２Ｈ，ＤＷ２Ｌが接続されている。

そして、ブリッジ回路５１ａのハイ側Ｕ相第１トランジスタＵ１Ｈのエミッタおよびロー側Ｕ相第１トランジスタＵ１Ｌのコレクタには、Ｕ相環状巻線１４の一方の入出力端子が接続され、ブリッジ回路５１ａのハイ側Ｕ相第２トランジスタＵ１Ｈのエミッタおよびロー側Ｕ相第２トランジスタＵ１Ｌのコレクタには、Ｕ相環状巻線１４の他方の入出力端子が接続されている。
また、ブリッジ回路５１ａのハイ側Ｗ相第１トランジスタＷ１Ｈのエミッタおよびロー側Ｗ相第１トランジスタＷ１Ｌのコレクタには、Ｗ相環状巻線１５の一方の入出力端子が接続され、ブリッジ回路５１ａのハイ側Ｗ相第２トランジスタＷ１Ｈのエミッタおよびロー側Ｗ相第２トランジスタＷ１Ｌのコレクタには、Ｗ相環状巻線１５の他方の入出力端子が接続されている。

この変形例においては、ブリッジ回路５１ａにおいて、Ｖ相電流Ｉｖの通電に要するトランジスタが不要であり、電流集中の発生を防止することができ、各トランジスタＵ１Ｈ，Ｕ１Ｌ，Ｕ２Ｈ，Ｕ２Ｌ，Ｗ１Ｈ，Ｗ１Ｌ，Ｗ２Ｈ，Ｗ２Ｌの定格電流を同一に設定することができ、ブリッジ回路５１ａの構成に要する費用が増大することを抑制することができる。
なお、この変形例においては、上記数式（３２）に示すＵ相交流電圧指令値ＶｕおよびＷ相交流電圧指令値Ｖｗによって変則通電に対するｄｑ−３相個別変換処理を実行することができる。

本発明の実施形態に係るモータの分解斜視図である。 本発明の実施形態に係るステータの要部分解斜視図である。 本発明の実施形態に係るモータのステータの要部の径方向断面図である。 図４（ａ）は３相巻線による３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のモータのステータの結線状態を示す図であり、図４（ｂ）は本発明の実施形態に係るステータの各環状巻線の結線状態および平衡通電での通電位相を示す図であり、図４（ｃ）は本発明の実施形態に係るステータの各環状巻線の結線状態および変則通電での通電位相を示す図である。 本発明の実施形態に係るモータ制御装置の構成図である。 本発明の実施形態に係るパワードライブユニット（ＰＤＵ）の構成図である。 図５に示すｄｑ−３相個別変換部および電流位相ずれ演算部および積分補償部および電流位相補正部および電圧振幅位相補正部の構成図である。 図８（ａ）は本発明の実施形態に係るモータの各相互インダクタンスＭｕｗ，Ｍｗｕをゼロとした場合に対応するベクトル図であり、図８（ｂ）は本発明の実施形態に係るモータの各相互インダクタンスＭｕｗ，Ｍｗｕがゼロ以外である場合に対応するベクトル図である。 図９（ａ）は本発明の実施形態に係るモータの平衡通電での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを示すグラフ図であり、図９（ｂ）は本発明の実施形態に係るモータの変則通電での各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを示すグラフ図であり、図９（ｃ）は本発明の実施形態に係るモータの平衡通電および変則通電でのｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑである。 本発明の実施形態に係るモータの平衡通電および変則通電での各相の起磁力を示すグラフ図である。 本発明の実施形態に係るモータの平衡通電および変則通電での平均トルクを示すグラフ図である。 本発明の実施形態に係るモータの平衡通電および変則通電でのトルクを示すグラフ図である。 本発明の実施形態に係るモータの変則通電においてＩｄ指令（Ｉｄｒｅｆ）及びＩｑ指令（Ｉｑｒｅｆ）を適宜に変更した場合の各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖおよび各相逆起電圧Ｖｅｍｆ＿ｕ，Ｖｅｍｆ＿ｗおよび各相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗおよびｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑおよびｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑのシミュレーションの結果を示すグラフ図である。 本発明の実施形態に係るモータのＶ相交流電圧指令値Ｖｖを変動させるＰＷＭ変調の実行前と実行後とにおける各相電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗおよび各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖを示すグラフ図である。 本発明の実施形態に係るモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。 図１５に示す平衡通電の処理を示すフローチャートである。 図１５に示す変則通電の処理を示すフローチャートである。 図１６および図１７に示す電流補正フィードバックの処理を示すフローチャートである。 図１７に示す位相・振幅補正の処理を示すフローチャートである。 図１７に示す変調の処理を示すフローチャートである。 本発明の実施形態に係るモータのトルク−回転数特性を示すグラフ図である。 本発明の実施形態の変形例に係るパワードライブユニット（ＰＤＵ）の構成図である。

符号の説明

１ モータ
１０ ステータ
１４ Ｕ相環状巻線（２相巻線）
１５ Ｗ相環状巻線（２相巻線）
５１ａ ブリッジ回路
ステップＳ０３ 通電切替手段
ステップＳ０４ 平衡通電手段
ステップＳ０５ 変則通電手段
ステップＳ２４ 補正手段
ステップＳ２７ 変調手段

Claims (6)

1. ２相巻線により３相起磁力を発生するステータを備えるモータを制御するモータ制御装置であって、
   前記２相巻線の逆起電圧位相差と同じ通電位相差の通電をおこなう変則通電手段と、
   前記２相巻線の逆起電圧位相差と異なる通電位相差の通電をおこなう平衡通電手段とを備えることを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記２相巻線の逆起電圧位相差は電気角で６０°であり、
   前記平衡通電手段は前記２相巻線に対して前記通電位相差が電気角で１２０°の通電をおこない、
   前記変則通電手段は前記２相巻線に対して前記通電位相差が電気角で６０°の通電をおこなうことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記変則通電手段による通電時に３相に印加する電圧の位相および振幅を相互インダクタンスの電圧成分により補正する補正手段を備えることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ制御装置。
4. 相対的に大きな最大トルクが要求される場合に前記変則通電手段を選択し、相対的に小さなトルクリップルが要求される場合に前記平衡通電手段を選択する通電切替手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項３の何れか１つに記載のモータ制御装置。
5. 前記２相巻線以外の相の電圧指令を変動させることで前記２相巻線に印加する電圧の振幅を変調する変調手段を備えることを特徴とする請求項１から請求項４の何れか１つに記載のモータ制御装置。
6. パルス幅変調信号により前記２相巻線への通電を順次転流させるインバータを備え、
   前記インバータは２相独立のＨブリッジ回路を備えることを特徴とする請求項１から請求項５の何れか１つに記載のモータ制御装置。

Images