JP6687228B1 - 交流回転電機の制御装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ｄｑ軸電流に応じて相互に変化するｄｑ軸の鎖交磁束を考慮して制御できる交流回転電機の制御装置を提供する。【解決手段】ｄｑ軸の電流検出値に基づいてｄｑ軸の実鎖交磁束を算出し、ｄｑ軸の電流指令値に基づいてｄｑ軸の指令鎖交磁束を算出し、ｄ軸磁束偏差にｄ軸比例ゲインを乗算した値と、ｑ軸磁束偏差に回転角周波数及びｄ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｄ軸の電圧指令値を算出し、ｑ軸磁束偏差にｑ軸比例ゲインを乗算した値と、ｄ軸磁束偏差に回転角周波数及びｑ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値を算出する交流回転電機の制御装置。【選択図】図２
Description
本願は、交流回転電機の制御装置に関するものである。
従来から、交流回転電機の制御方法として、ｄｑ軸の回転座標系上で電流フィードバック制御を行う方法が知られている。電流フィードバック制御において、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとを用いて、ｄｑ軸の電圧指令値を算出する方法が知られている（例えば、特許文献１の式（２）から式（５））。
しかしながら、リラクタンストルクが生じる回転電機では、非線形の磁気飽和特性を有するロータ鉄心により生じる鎖交磁束成分が存在する。ｄ軸の鎖交磁束はｄ軸電流だけでなく、ｑ軸電流によっても変化し、ｑ軸の鎖交磁束はｑ軸電流だけでなく、ｄ軸電流によっても変化する。
そのため、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを用いる電流フィードバック制御では、ｄ軸電流に応じて変化するｄ軸の鎖交磁束及びｑ軸電流に応じて変化するｑ軸の鎖交磁束を考慮することができるが、ｑ軸電流に応じて変化するｄ軸の鎖交磁束及びｄ軸電流に応じて変化するｑ軸の鎖交磁束を考慮することはできないので、制御精度が低下する問題があった。
そこで、ｄｑ軸電流に応じて相互に変化するｄｑ軸の鎖交磁束を考慮して制御できる交流回転電機の制御装置が望まれる。
本願に係る交流回転電機の制御装置は、ｎ相（ｎは２以上の自然数）の巻線が巻装されたステータとロータとを有する交流回転電機を、インバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
前記ｎ相の巻線に流れる巻線電流を検出する電流検出部と、
前記ロータの磁極位置を検出する磁極位置検出部と、
前記ｎ相の前記巻線電流の検出値を、検出した前記磁極位置の方向に定めたｄ軸及び前記ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定めたｑ軸からなるｄｑ軸の回転座標系上のｄ軸の電流検出値及びｑ軸の電流検出値に変換するｄｑ軸実電流変換部と、
ｄ軸の電流指令値及びｑ軸の電流指令値を算出するｄｑ軸指令電流算出部と、
前記ｄ軸の電流検出値及び前記ｑ軸の電流検出値に基づいて、ｄ軸の実鎖交磁束及びｑ軸の実鎖交磁束を算出する実鎖交磁束算出部と、
前記ｄ軸の電流指令値及び前記ｑ軸の電流指令値に基づいて、ｄ軸の指令鎖交磁束及びｑ軸の指令鎖交磁束を算出する指令鎖交磁束算出部と、
前記ｄ軸の実鎖交磁束と前記ｄ軸の指令鎖交磁束との偏差であるｄ軸磁束偏差を算出し、前記ｑ軸の実鎖交磁束と前記ｑ軸の指令鎖交磁束との偏差であるｑ軸磁束偏差を算出し、前記ｄ軸磁束偏差にｄ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｑ軸磁束偏差に前記磁極位置の回転角周波数及びｄ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｄ軸の電圧指令値を算出し、前記ｑ軸磁束偏差にｑ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｄ軸磁束偏差に前記回転角周波数及びｑ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値を算出するｄｑ軸指令電圧算出部と、
前記ｄ軸の電圧指令値及び前記ｑ軸の電圧指令値を、前記ｎ相の巻線に印加する電圧指令値であるｎ相の電圧指令値に変換する指令電圧変換部と、
前記ｎ相の電圧指令値に基づいて、前記インバータが有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と、を備えたものである。
前記ｎ相の巻線に流れる巻線電流を検出する電流検出部と、
前記ロータの磁極位置を検出する磁極位置検出部と、
前記ｎ相の前記巻線電流の検出値を、検出した前記磁極位置の方向に定めたｄ軸及び前記ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定めたｑ軸からなるｄｑ軸の回転座標系上のｄ軸の電流検出値及びｑ軸の電流検出値に変換するｄｑ軸実電流変換部と、
ｄ軸の電流指令値及びｑ軸の電流指令値を算出するｄｑ軸指令電流算出部と、
前記ｄ軸の電流検出値及び前記ｑ軸の電流検出値に基づいて、ｄ軸の実鎖交磁束及びｑ軸の実鎖交磁束を算出する実鎖交磁束算出部と、
前記ｄ軸の電流指令値及び前記ｑ軸の電流指令値に基づいて、ｄ軸の指令鎖交磁束及びｑ軸の指令鎖交磁束を算出する指令鎖交磁束算出部と、
前記ｄ軸の実鎖交磁束と前記ｄ軸の指令鎖交磁束との偏差であるｄ軸磁束偏差を算出し、前記ｑ軸の実鎖交磁束と前記ｑ軸の指令鎖交磁束との偏差であるｑ軸磁束偏差を算出し、前記ｄ軸磁束偏差にｄ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｑ軸磁束偏差に前記磁極位置の回転角周波数及びｄ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｄ軸の電圧指令値を算出し、前記ｑ軸磁束偏差にｑ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｄ軸磁束偏差に前記回転角周波数及びｑ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値を算出するｄｑ軸指令電圧算出部と、
前記ｄ軸の電圧指令値及び前記ｑ軸の電圧指令値を、前記ｎ相の巻線に印加する電圧指令値であるｎ相の電圧指令値に変換する指令電圧変換部と、
前記ｎ相の電圧指令値に基づいて、前記インバータが有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と、を備えたものである。
本願に係る交流回転電機の制御装置によれば、ｄｑ軸の電流検出値に基づいて、ｄｑ軸の実鎖交磁束を算出し、ｄｑ軸の電流指令値に基づいて、ｄｑ軸の指令鎖交磁束を算出し、ｄｑ軸の鎖交磁束偏差に基づいて、ｄｑ軸鎖交磁束をフィードバックする鎖交磁束フィードバック制御系を構成したので、ｄ軸電流及びｑ軸電流に応じて変化するｄ軸の鎖交磁束及びｑ軸の鎖交磁束の非線形の特性を考慮することができ、制御精度を向上することができる。また、ｑ軸鎖交磁束成分に応じてｄ軸の電圧指令値を変化させ、ｄ軸鎖交磁束成分に応じてｑ軸の電圧指令値を変化させるｄｑ軸間の非干渉化の項を、積分制御の形で構成したので、積分器の作用等により、高回転時の制御系の安定性を向上させることができる。
１．実施の形態１
実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置１（以下、単に制御装置１と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。
実施の形態１に係る交流回転電機の制御装置１（以下、単に制御装置１と称す）について図面を参照して説明する。図１は、本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の概略構成図である。
１−１．交流回転電機
交流回転電機２は、ｎ相（ｎは２以上の自然数）の巻線を設けたステータと、ロータと、を有する同期交流回転電機とされている。本実施の形態では、ｎ＝３とされており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相とされている。ステータに、３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが設けられている。３相巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線とされている。なお、３相巻線は、デルタ結線とされてもよい。電磁鋼板により構成されたロータ鉄心の内部には、永久磁石が埋め込まれており、埋込磁石型の同期交流回転電機とされている。
交流回転電機２は、ｎ相（ｎは２以上の自然数）の巻線を設けたステータと、ロータと、を有する同期交流回転電機とされている。本実施の形態では、ｎ＝３とされており、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相とされている。ステータに、３相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗが設けられている。３相巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗは、スター結線とされている。なお、３相巻線は、デルタ結線とされてもよい。電磁鋼板により構成されたロータ鉄心の内部には、永久磁石が埋め込まれており、埋込磁石型の同期交流回転電機とされている。
交流回転電機２は、ロータの回転角度に応じた電気信号を出力する回転センサ１６を備えている。回転センサ１６は、ホール素子、エンコーダ、又はレゾルバ等とされる。回転センサ１６の出力信号は、制御装置１に入力される。
１−２．インバータ等
インバータ２０は、直流電源１０と３相巻線との間で電力変換を行い、複数のスイッチング素子を有している。インバータ２０は、直流電源１０の正極側に接続される正極側のスイッチング素子２３Ｈ（上アーム）と直流電源１０の負極側に接続される負極側のスイッチング素子２３Ｌ（下アーム）とが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相の巻線に対応して３セット設けている。インバータ２０は、３つの正極側のスイッチング素子２３Ｈと、３つの負極側のスイッチング素子２３Ｌとの、合計６つのスイッチング素子を備えている。そして、正極側のスイッチング素子２３Ｈと負極側のスイッチング素子２３Ｌとが直列接続されている接続点が、対応する相の巻線に接続されている。
インバータ２０は、直流電源１０と３相巻線との間で電力変換を行い、複数のスイッチング素子を有している。インバータ２０は、直流電源１０の正極側に接続される正極側のスイッチング素子２３Ｈ（上アーム）と直流電源１０の負極側に接続される負極側のスイッチング素子２３Ｌ（下アーム）とが直列接続された直列回路（レッグ）を、３相各相の巻線に対応して３セット設けている。インバータ２０は、３つの正極側のスイッチング素子２３Ｈと、３つの負極側のスイッチング素子２３Ｌとの、合計６つのスイッチング素子を備えている。そして、正極側のスイッチング素子２３Ｈと負極側のスイッチング素子２３Ｌとが直列接続されている接続点が、対応する相の巻線に接続されている。
具体的には、各相の直列回路において、正極側のスイッチング素子２３Ｈのコレクタ端子は、正極側電線１４に接続され、正極側のスイッチング素子２３Ｈのエミッタ端子は、負極側のスイッチング素子２３Ｌのコレクタ端子に接続され、負極側のスイッチング素子２３Ｌのエミッタ端子は、負極側電線１５に接続されている。正極側のスイッチング素子２３Ｈと負極側のスイッチング素子２３Ｌとの接続点は、対応する相の巻線に接続されている。スイッチング素子には、ダイオード２２が逆並列接続されたＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、又は逆並列接続されたダイオードの機能を有するＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）等が用いられる。各スイッチング素子のゲート端子は、制御装置１に接続されている。各スイッチング素子は、制御装置１から出力される制御信号によりオン又はオフされる。
平滑コンデンサ１２が、正極側電線１４と負極側電線１５との間に接続される。直流電源１０からインバータ２０に供給される電源電圧を検出する電源電圧センサ１３が備えられている。電源電圧センサ１３は、正極側電線１４と負極側電線１５との間に接続されている。電源電圧センサ１３の出力信号は、制御装置１に入力される。
電流センサ１７は、各相の巻線に流れる電流に応じた電気信号を出力する。電流センサ１７は、スイッチング素子の直列回路と巻線とをつなぐ各相の電線上に備えられている。電流センサ１７の出力信号は、制御装置１に入力される。なお、電流センサ１７は、各相の直列回路に備えられてもよい。
直流電源１０には、充放電可能な蓄電装置（例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池、電気二重層キャパシタ）が用いられる。なお、直流電源１０には、直流電圧を昇圧したり降圧したりする直流電力変換器であるＤＣ−ＤＣコンバータが設けられてもよい。
１−３．制御装置１
制御装置１は、インバータ２０を介して交流回転電機２を制御する。図２に示すように、制御装置１は、後述する電流検出部３１、磁極位置検出部３２、ｄｑ軸実電流変換部３３、ｄｑ軸指令電流算出部３４、実鎖交磁束算出部３５、指令鎖交磁束算出部３６、ｄｑ軸指令電圧算出部３７、指令電圧変換部３８、スイッチング制御部３９、及び電圧検出部４０等を備えている。制御装置１の各機能は、制御装置１が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置１は、図３に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。
制御装置１は、インバータ２０を介して交流回転電機２を制御する。図２に示すように、制御装置１は、後述する電流検出部３１、磁極位置検出部３２、ｄｑ軸実電流変換部３３、ｄｑ軸指令電流算出部３４、実鎖交磁束算出部３５、指令鎖交磁束算出部３６、ｄｑ軸指令電圧算出部３７、指令電圧変換部３８、スイッチング制御部３９、及び電圧検出部４０等を備えている。制御装置１の各機能は、制御装置１が備えた処理回路により実現される。具体的には、制御装置１は、図３に示すように、処理回路として、ＣＰＵ（Central Processing Unit）等の演算処理装置９０（コンピュータ）、演算処理装置９０とデータのやり取りする記憶装置９１、演算処理装置９０に外部の信号を入力する入力回路９２、及び演算処理装置９０から外部に信号を出力する出力回路９３等を備えている。
演算処理装置９０として、ＡＳＩＣ（Application Specific Integrated Circuit）、ＩＣ（Integrated Circuit）、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、各種の論理回路、及び各種の信号処理回路等が備えられてもよい。また、演算処理装置９０として、同じ種類のもの又は異なる種類のものが複数備えられ、各処理が分担して実行されてもよい。記憶装置９１として、演算処理装置９０からデータを読み出し及び書き込みが可能に構成されたＲＡＭ（Random Access Memory）、演算処理装置９０からデータを読み出し可能に構成されたＲＯＭ（Read Only Memory）等が備えられている。入力回路９２は、電源電圧センサ１３、電流センサ１７、回転センサ１６等の各種のセンサ、スイッチが接続され、これらセンサ、スイッチの出力信号を演算処理装置９０に入力するＡ／Ｄ変換器等を備えている。出力回路９３は、スイッチング素子をオンオフ駆動するゲート駆動回路等の電気負荷が接続され、これら電気負荷に演算処理装置９０から制御信号を出力する駆動回路等を備えている。
そして、制御装置１が備える図２の各制御部３１〜４０等の各機能は、演算処理装置９０が、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されたソフトウェア（プログラム）を実行し、記憶装置９１、入力回路９２、及び出力回路９３等の制御装置１の他のハードウェアと協働することにより実現される。なお、各制御部３１〜４０等が用いる鎖交磁束マップ、各ゲイン、巻線抵抗値等の設定データは、ソフトウェア（プログラム）の一部として、ＲＯＭ等の記憶装置９１に記憶されている。以下、制御装置１の各機能について詳細に説明する。
１−３−１．基本制御
電流検出部３１は、３相の巻線に流れる巻線電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。本実施の形態では、電流検出部３１は、電流センサ１７の出力信号に基づいて、インバータ２０から各相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに流れる巻線電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。ここで、Ｉｕｒが、Ｕ相の巻線電流検出値であり、Ｉｖｒが、Ｖ相の巻線電流検出値であり、Ｉｗｒが、Ｗ相の巻線電流検出値である。
電流検出部３１は、３相の巻線に流れる巻線電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。本実施の形態では、電流検出部３１は、電流センサ１７の出力信号に基づいて、インバータ２０から各相の巻線Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに流れる巻線電流Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを検出する。ここで、Ｉｕｒが、Ｕ相の巻線電流検出値であり、Ｉｖｒが、Ｖ相の巻線電流検出値であり、Ｉｗｒが、Ｗ相の巻線電流検出値である。
磁極位置検出部３２は、電気角でのロータの磁極位置θ（ロータの回転角度θ）及び回転角速度ω（回転角速度）を検出する。本実施の形態では、磁極位置検出部３２は、回転センサ１６の出力信号に基づいて、ロータの磁極位置θ（回転角度θ）及び回転角周波数ωを検出する。本実施の形態では、磁極位置は、ロータに設けられた永久磁石のＮ極の向きに設定される。なお、磁極位置検出部３２は、電流指令値に高調波成分を重畳することによって得られる電流情報等に基づいて、回転センサを用いずに、回転角度（磁極位置）を推定するように構成されてもよい（いわゆる、センサレス方式）。
電圧検出部４０は、直流電源１０からインバータ２０に供給される電源電圧ＶＤＣを検出する。本実施の形態では、電圧検出部４０は、電源電圧センサ１３の出力信号に基づいて、電源電圧ＶＤＣを検出する。
ｄｑ軸実電流変換部３３は、３相の巻線電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、ｄｑ軸の回転座標系上のｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに変換する。ｄｑ軸の回転座標系は、検出した磁極位置θの方向に定めたｄ軸及びｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定めたｑ軸からなる２軸の回転座標であり、ロータの磁極位置の回転に同期して回転する。具体的には、ｄｑ軸実電流変換部３３は、３相の巻線電流検出値Ｉｕｒ、Ｉｖｒ、Ｉｗｒを、磁極位置θに基づいて３相２相変換及び回転座標変換を行って、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに変換する。
ｄｑ軸指令電流算出部３４は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏを算出する。本実施の形態では、目標トルク、電源電圧ＶＤＣ、及び回転角周波数ω等に基づいて、最大トルク電流制御、弱め磁束制御、及びＩｄ＝０制御などの電流ベクトル制御方法を用いて、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏを算出する。目標トルクは、外部の装置から伝達されてもよいし、制御装置１内で演算されてもよい。
指令電圧変換部３８は、後述するｄｑ軸指令電圧算出部３７により算出されたｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏ及びｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを、３相の巻線に印加する電圧指令である３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに変換する。具体的には、指令電圧変換部３８は、ｄｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを、磁極位置θに基づいて、固定座標変換及び２相３相変換を行って、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏに変換する。
スイッチング制御部３９は、３相の電圧指令値Ｖｕｏ、Ｖｖｏ、Ｖｗｏのそれぞれと、キャリア周波数で０を中心に電源電圧ＶＤＣ／２の振幅で振動するキャリア波（三角波）とを比較し、電圧指令値がキャリア波を上回った場合は、ＰＷＭ信号をオンし、電圧指令値がキャリア波を下回った場合は、矩形パルス波をオフする。スイッチング制御部３９は、３相各相の矩形パルス波に応じた制御信号をインバータ２０に出力し、インバータ２０の各スイッチング素子をオンオフさせる。
１−３−２．鎖交磁束フィードバック制御
本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに応じたｄｑ軸の実鎖交磁束Ψｄｏ、Ψｑｏが、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏに応じたｄｑ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏ、Ψｑｏに近づくように、ｄｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを変化させる鎖交磁束フィードバック制御を行うように構成されている。
本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに応じたｄｑ軸の実鎖交磁束Ψｄｏ、Ψｑｏが、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏに応じたｄｑ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏ、Ψｑｏに近づくように、ｄｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏを変化させる鎖交磁束フィードバック制御を行うように構成されている。
１−３−２−１．電流フィードバック制御の課題
＜電流ベースの電圧方程式＞
従来の電流フィードバック制御では、次式に示すように、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑについて線形化した電圧方程式に基づいて、フィードバック制御系が設計されている。
ここで、Ｖｄは、ｄ軸電圧であり、Ｖｑは、ｑ軸電圧であり、Ｉｄは、ｄ軸電流であり、Ｉｑは、ｑ軸電流であり、ωは、磁極位置の回転角周波数（回転角速度）であり、Ｒは、巻線の抵抗値であり、Ｌｄは、ｄ軸インダクタンスであり、Ｌｑは、ｑ軸インダクタンスであり、Ψａは、永久磁石による鎖交磁束である。
＜電流ベースの電圧方程式＞
従来の電流フィードバック制御では、次式に示すように、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑについて線形化した電圧方程式に基づいて、フィードバック制御系が設計されている。
＜従来の電流フィーバック制御器＞
式（１）に基づいて設計した、従来の電流フィーバック制御器は、次式のようになる。ここで、式（２）の第１式の右辺において、第１項は、ｄｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに応じた積分制御の項であり、第２項は、ｄｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに応じた比例制御の項であり、第３項及び第４項は、ｄ軸とｑ軸との間を非干渉化する、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに応じたフィードフォワード制御の項である。
式（１）に基づいて設計した、従来の電流フィーバック制御器は、次式のようになる。ここで、式（２）の第１式の右辺において、第１項は、ｄｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに応じた積分制御の項であり、第２項は、ｄｑ軸電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑに応じた比例制御の項であり、第３項及び第４項は、ｄ軸とｑ軸との間を非干渉化する、ｄｑ軸電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに応じたフィードフォワード制御の項である。
ここで、式（２）の制御器は、制御対象が式（１）になる場合に、閉ループ伝達関数Ｗ（ｓ）が、次式に示すように、応答角周波数ωｃｃの一次遅れになるように設計されている。１／ωｃｃが、一次遅れの時定数になる。
＜鎖交磁束のｄｑ軸電流の相互依存性による問題＞
しかしながら、リラクタンストルクが生じる回転電機では、非線形の磁気飽和特性を有するロータ鉄心（電磁鋼板）により生じる鎖交磁束成分が存在する。そのため、鎖交磁束の変化によって生じる誘起起電力は、正確には、式（１）の右辺の第２項のような、各軸のインダクタンスと電流変化とを乗算した線形の式にはならず、モデル化誤差が存在する。具体的には、ｄ軸の鎖交磁束Ψｄは、ｄ軸電流Ｉｄだけでなく、ｑ軸電流Ｉｑによっても変化し、ｑ軸の鎖交磁束Ψｑは、ｑ軸電流Ｉｑだけでなく、ｄ軸電流Ｉｄによっても変化する。
しかしながら、リラクタンストルクが生じる回転電機では、非線形の磁気飽和特性を有するロータ鉄心（電磁鋼板）により生じる鎖交磁束成分が存在する。そのため、鎖交磁束の変化によって生じる誘起起電力は、正確には、式（１）の右辺の第２項のような、各軸のインダクタンスと電流変化とを乗算した線形の式にはならず、モデル化誤差が存在する。具体的には、ｄ軸の鎖交磁束Ψｄは、ｄ軸電流Ｉｄだけでなく、ｑ軸電流Ｉｑによっても変化し、ｑ軸の鎖交磁束Ψｑは、ｑ軸電流Ｉｑだけでなく、ｄ軸電流Ｉｄによっても変化する。
そのため、式（２）のように、ｄ軸インダクタンスＬｄ、ｑ軸インダクタンスＬｑを用いる電流フィードバック型の制御方法では、ｄ軸電流Ｉｄに応じて変化するｄ軸の鎖交磁束Ψｄ及びｑ軸電流Ｉｑに応じて変化するｑ軸の鎖交磁束Ψｑを考慮することができるが、ｑ軸電流Ｉｑに応じて変化するｄ軸の鎖交磁束Ψｄ及びｄ軸電流Ｉｄに応じて変化するｑ軸の鎖交磁束Ψｑを考慮することはできないので、制御精度が低下する問題があった。
１−３−２−２．鎖交磁束フィードバック制御系の導出
＜ｄｑ軸鎖交磁束を用いた電圧方程式＞
そこで、ｄｑ軸電流に応じて相互に変化するｄｑ軸の鎖交磁束を考慮した制御系を導出する。電圧方程式を、直接、ｄ軸鎖交磁束Ψｄ及びｑ軸鎖交磁束Ψｑを用いて表現すると、次式のようになる。
＜ｄｑ軸鎖交磁束を用いた電圧方程式＞
そこで、ｄｑ軸電流に応じて相互に変化するｄｑ軸の鎖交磁束を考慮した制御系を導出する。電圧方程式を、直接、ｄ軸鎖交磁束Ψｄ及びｑ軸鎖交磁束Ψｑを用いて表現すると、次式のようになる。
ここで、上述したように、リラクタンストルクが生じる回転電機では、ｄ軸鎖交磁束Ψｄは、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに応じて変化するため、ｄ軸鎖交磁束Ψｄは、Ｉｄ、Ｉｑの関数となっている（Ψｄ（Ｉｄ，Ｉｑ））。同様に、ｑ軸鎖交磁束Ψｑは、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに応じて変化するため、ｑ軸鎖交磁束Ψｑは、Ｉｄ、Ｉｑの関数となっている（Ψｑ（Ｉｄ，Ｉｑ））。式（１）の永久磁石による鎖交磁束Ψａは、ｄ軸鎖交磁束Ψｄに含まれている。なお、右辺第１項の巻線抵抗値Ｒによる電圧降下分は、鎖交磁束では表せないため、式（１）と同様に、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを用いている。
＜鎖交磁束フィードバック制御系＞
ここで、式（４）の右辺第１項の巻線抵抗値Ｒによる電圧降下の項が他の項に比べて小さいので無視すると、次式となる。
ここで、式（４）の右辺第１項の巻線抵抗値Ｒによる電圧降下の項が他の項に比べて小さいので無視すると、次式となる。
式（５）をラプラス変換し、変形すると、次式となる。ここで、ｓは、ラプラス演算子であり、ｄｑ軸の鎖交磁束Ψｄ、Ψｑをｄｑ軸の実鎖交磁束Ψｄｒ、Ψｑｒに置き換え、ｄｑ軸電圧Ｖｄ、Ｖｑを、ｄｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏに置き換えている。
ｄｑ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏ、Ψｑｏに対するｄｑ軸の実鎖交磁束Ψｄｒ、Ψｑｒの閉ループ伝達関数Ｗ（ｓ）が、次式に示すように、応答角周波数ωｃｃの一次遅れになるように設計する。１／ωｃｃが、一次遅れの時定数になる。
式（７）を実現する、ｄｑ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏ、Ψｑｏは、次式に示すように導出される。ここで、第１式及び第２式の右辺第２項は、ｄｑ軸間の非干渉化の項である。
＜高回転時の安定性を向上させるための、非干渉化項の積分制御化＞
式（８）の第１式及び第２式の右辺第２項の非干渉化項について、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに基づいて算出されるｄｑ軸の実鎖交磁束Ψｄｒ、Ψｑｒには、演算周期による演算遅れが生る。高回転域になると、右辺第２項の回転角周波数ωが大きくなり、また、回転周期が演算周期に近づくため、演算遅れの影響が無視できなくなり、制御系の安定性が低下し、例えば、制御系に振動が生じる。
式（８）の第１式及び第２式の右辺第２項の非干渉化項について、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに基づいて算出されるｄｑ軸の実鎖交磁束Ψｄｒ、Ψｑｒには、演算周期による演算遅れが生る。高回転域になると、右辺第２項の回転角周波数ωが大きくなり、また、回転周期が演算周期に近づくため、演算遅れの影響が無視できなくなり、制御系の安定性が低下し、例えば、制御系に振動が生じる。
そこで、式（７）に示すように閉ループ伝達関数が一次遅れになることを利用し、次式に示すように、ｄｑ軸の鎖交磁束偏差ΔΨｄ、ΔΨｑと、ｄｑ軸の実鎖交磁束Ψｄｒ、Ψｑｒとの関係式を導出する。
式（８）の第１式及び第２式に、式（９）を代入すると次式を得る。次式の制御器を用いれば、図４に示すように、閉ループ伝達関数が、応答角周波数ωｃｃの一次遅れになる制御系が設計される。
このように、ｄｑ軸の鎖交磁束偏差ΔΨｄ、ΔΨｑを積分する形に変形すると、演算遅れの影響が、積分器の平滑化の作用等により軽減され、制御系の安定性が向上する。
１−３−２−３．鎖交磁束フィードバック制御の構成
式（１０）に基づいて、制御系が設計される。本実施の形態では、図５のブロック図に示すように、鎖交磁束フィードバック制御系が構成されている。
式（１０）に基づいて、制御系が設計される。本実施の形態では、図５のブロック図に示すように、鎖交磁束フィードバック制御系が構成されている。
実鎖交磁束算出部３５は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに基づいて、ｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒ及びｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒを算出する。本実施の形態では、実鎖交磁束算出部３５は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とｄ軸鎖交磁束との関係が予め設定されたｄ軸鎖交磁束マップを参照し、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに対応するｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒを算出する。また、実鎖交磁束算出部３５は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とｑ軸鎖交磁束との関係が予め設定されたｑ軸鎖交磁束マップを参照し、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに対応するｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒを算出する。
指令鎖交磁束算出部３６は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに基づいて、ｄ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏ及びｑ軸の指令鎖交磁束Ψｑｏを算出する。本実施の形態では、指令鎖交磁束算出部３６は、ｄ軸鎖交磁束マップを参照し、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏに対応するｄ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏを算出する。また、指令鎖交磁束算出部３６は、ｑ軸鎖交磁束マップを参照し、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏに対応するｑ軸の指令鎖交磁束Ψｑｏを算出する。
ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式に示すように、ｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒとｄ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏとの偏差であるｄ軸磁束偏差ΔΨｄを算出し、ｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒとｑ軸の指令鎖交磁束Ψｑｏとの偏差であるｑ軸磁束偏差ΔΨｑを算出する。
そして、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式の第１式にしめすように、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄにｄ軸比例ゲインＫｐｄを乗算した値と、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑに回転角周波数ω及びｄ軸積分ゲインＫｉｄを乗算した値の積分値と、を加算してｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏを算出する。また。ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式の第２式にしめすように、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑにｑ軸比例ゲインＫｐｑを乗算した値と、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄに回転角周波数ω及びｑ軸積分ゲインＫｉｑを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。
本実施の形態では、次式に示すように、ｄ軸比例ゲインＫｐｄ、ｄ軸積分ゲインＫｉｄ、ｑ軸比例ゲインＫｐｑ、ｑ軸積分ゲインＫｉｑは、フィードバック制御系の応答角周波数ωｃｃに応じた値が設定されている。なお、応答角周波数ωｃｃは運転条件に応じて変化されてもよい。また、各ゲインは、調整のため、応答角周波数ωｃｃから多少変化されてもよい（例えば、応答角周波数ωｃｃの±１０％の範囲内）。
このように、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに基づいて、ｄｑ軸の実鎖交磁束Ψｄｒ、Ψｑｒを算出し、ｄｑ軸の電流指令値Ｉｄｏ、Ｉｑｏに基づいて、ｄｑ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏ、Ψｑｏを算出し、ｄｑ軸の鎖交磁束偏差ΔΨｄ、ΔΨｑに基づいて、ｄｑ軸鎖交磁束をフィードバックする鎖交磁束フィードバック制御系を構成したので、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに応じて変化するｄ軸の鎖交磁束Ψｄ及びｑ軸の鎖交磁束Ψｑの非線形の特性を考慮することができ、制御精度を向上することができる。
また、ｑ軸鎖交磁束成分に応じてｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏを変化させ、ｄ軸鎖交磁束成分に応じてｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを変化させるｄｑ軸間の非干渉化の項を、積分制御の形に展開したので、積分器の作用等により、高回転時の制御系の安定性を向上させることができる。
２．実施の形態２
次に、実施の形態２に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の基本的な構成及び処理は実施の形態１と同様である。しかし、本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７の構成が、実施の形態１と異なる。
次に、実施の形態２に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の基本的な構成及び処理は実施の形態１と同様である。しかし、本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７の構成が、実施の形態１と異なる。
実施の形態１では、式（４）の右辺第１項の巻線抵抗値Ｒによる電圧降下の項を無視して、制御系を構成した。本実施の形態では、巻線抵抗値Ｒの電圧降下の項を無視せずに制御系を設計する。
式（４）を、巻線抵抗値Ｒの項を無視せずに、式（６）と同様にラプラス変換をすると、次式を得る。
閉ループ伝達関数が式（７）の一次遅れになる、ｄｑ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏ、Ψｑｏは、次式に示すように導出される。ここで、実施の形態１の式（１０）と同様に、式（９）の関係式を代入している。次式の制御器を用いれば、図８に示すように、巻線抵抗値Ｒによる電圧降下の項を無視しない場合でも、閉ループ伝達関数が、応答角周波数ωｃｃの一次遅れになる制御系が設計される。
式（１５）に基づいて制御系を設計し、図７のブロック図に示すように、鎖交磁束フィードバック制御系が構成されている。
実施の形態１と同様に、実鎖交磁束算出部３５は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに基づいて、ｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒ及びｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒを算出する。指令鎖交磁束算出部３６は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに基づいて、ｄ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏ及びｑ軸の指令鎖交磁束Ψｑｏを算出する。
実施の形態１と同様に、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒとｄ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏとの偏差であるｄ軸磁束偏差ΔΨｄを算出し、ｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒとｑ軸の指令鎖交磁束Ψｑｏとの偏差であるｑ軸磁束偏差ΔΨｑを算出する。
そして、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式の第１式にしめすように、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄにｄ軸比例ゲインＫｐｄを乗算した値と、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑに回転角周波数ω及びｄ軸積分ゲインＫｉｄを乗算した値の積分値と、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒに巻線抵抗値Ｒを乗算した値と、を加算してｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏを算出する。また。ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式の第２式にしめすように、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑにｑ軸比例ゲインＫｐｑを乗算した値と、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄに回転角周波数ω及びｑ軸積分ゲインＫｉｑを乗算した値の積分値と、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに巻線抵抗値Ｒを乗算した値と、を加算してｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。
実施の形態１の式（１３）と同様に、ｄ軸比例ゲインＫｐｄ、ｄ軸積分ゲインＫｉｄ、ｑ軸比例ゲインＫｐｑ、ｑ軸積分ゲインＫｉｑは、フィードバック制御系の応答角周波数ωｃｃに応じた値が設定されている。
本実施の形態によれば、実施の形態１の効果に加えて、巻線抵抗値Ｒの電圧降下による鎖交磁束フィードバック制御系への外乱成分をフィードフォワード的に補償し、制御精度を更に高めることができる。
３．実施の形態３
次に、実施の形態３に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の基本的な構成及び処理は実施の形態１と同様である。しかし、本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７の構成が、実施の形態１と異なる。
次に、実施の形態３に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の基本的な構成及び処理は実施の形態１と同様である。しかし、本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７の構成が、実施の形態１と異なる。
本実施の形態では、実施の形態２と同様に、巻線抵抗値Ｒの電圧降下の項を無視せずに制御系を設計する。
実施の形態２では、式（１５）の第１式及び第２式の右辺第３項において、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒをそのまま用いているため、演算周期による演算遅れが生る。式（８）の第１式及び第２式の右辺第２項のように、回転角周波数ωが乗算されていないものの、高回転域になると、回転周期が演算周期に近づくため、制御誤差が生じる。
そこで、ｄｑ軸電流もｄｑ軸鎖交磁束と同様に、閉ループ伝達関数が、式（７）のような一次遅れになることを利用し、次式に示すように、ｄｑ軸の電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑと、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒとの関係式を導出する。
式（１５）の第１式及び第２式に、式（１７）に代入すると、次式を得る。
このように、ｄｑ軸の電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを積分する形に変形すると、演算遅れの影響が、積分器の平滑化の作用等により軽減され、制御誤差の発生を抑制できる。
式（１８）に基づいて制御系を設計し、図８のブロック図に示すように、鎖交磁束フィードバック制御系が構成されている。
実施の形態１と同様に、実鎖交磁束算出部３５は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに基づいて、ｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒ及びｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒを算出する。指令鎖交磁束算出部３６は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに基づいて、ｄ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏ及びｑ軸の指令鎖交磁束Ψｑｏを算出する。
実施の形態１と同様に、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒとｄ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏとの偏差であるｄ軸磁束偏差ΔΨｄを算出し、ｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒとｑ軸の指令鎖交磁束Ψｑｏとの偏差であるｑ軸磁束偏差ΔΨｑを算出する。
本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、式（１８）の第５式及び第６式に示すように、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒとｄ軸の電流指令値Ｉｄｏとの偏差であるｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出し、ｑ軸の電流検出値Ｉｑｒとｑ軸の電流指令値Ｉｑｏとの偏差であるｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。
そして、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式の第１式にしめすように、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄにｄ軸比例ゲインＫｐｄを乗算した値と、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑに回転角周波数ω及びｄ軸積分ゲインＫｉｄを乗算した値の積分値と、ｄ軸電流偏差ΔＩｄに巻線抵抗値Ｒ及びｄ軸電流積分ゲインＫＩｉｄを乗算した値の積分値と、を加算してｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏを算出する。また。ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式の第２式にしめすように、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑにｑ軸比例ゲインＫｐｑを乗算した値と、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄに回転角周波数ω及びｑ軸積分ゲインＫｉｑを乗算した値の積分値と、ｑ軸電流偏差ΔＩｑに巻線抵抗値Ｒ及びｑ軸電流積分ゲインＫＩｉｑを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。
本実施の形態では、図８のブロック図に示すように、式（１９）の第２項の積分器と第３項の積分器とをまとめて、１つの積分器を用いており、積分器のアンチワインドアップ処理、積分器の初期値の設定を行い易くなり、制御器の処理を簡略化、合理化することができる。なお、積分器を１つにまとめずに、２つの積分器を用いてもよい。
実施の形態１の式（１３）と同様に、ｄ軸比例ゲインＫｐｄ、ｄ軸積分ゲインＫｉｄ、ｑ軸比例ゲインＫｐｑ、ｑ軸積分ゲインＫｉｑは、フィードバック制御系の応答角周波数ωｃｃに応じた値が設定されている。
また、本実施の形態では、次式に示すように、ｄ軸電流積分ゲインＫＩｉｄ、及びｑ軸電流積分ゲインＫＩｉｑは、フィードバック制御系の応答角周波数ωｃｃに応じた値が設定されている。また、各ゲインは、調整のため、応答角周波数ωｃｃから多少変化されてもよい（例えば、応答角周波数ωｃｃの±１０％の範囲内）。
本実施の形態によれば、実施の形態１の効果に加えて、巻線抵抗値Ｒの電圧降下による鎖交磁束フィードバック制御系への外乱成分を補償し、制御精度を更に高めることができる。この際、巻線抵抗値Ｒの電圧降下の補償項を、積分制御の形に展開したので、電流検出遅れに対して、積分器の作用等により、高回転時の制御精度を向上させることができる。
４．実施の形態４
次に、実施の形態４に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の基本的な構成及び処理は実施の形態１と同様である。しかし、本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７の構成が、実施の形態１と異なる。
次に、実施の形態４に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態１と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の基本的な構成及び処理は実施の形態１と同様である。しかし、本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７の構成が、実施の形態１と異なる。
本実施の形態では、実施の形態２、３と同様に、巻線抵抗値Ｒの電圧降下の項を無視せずに制御系を設計する。
本実施の形態では、実施の形態３の式（１８）のｄｑ軸の電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑを、次式に示すように、ｄｑ軸磁束偏差ΔΨｄ、ΔΨｑを用いる式に変換している。
式（２１）に基づいて制御系を設計し、鎖交磁束フィードバック制御系が構成されている。
実施の形態１と同様に、実鎖交磁束算出部３５は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに基づいて、ｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒ及びｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒを算出する。指令鎖交磁束算出部３６は、ｄ軸の電流指令値Ｉｄｏ及びｑ軸の電流指令値Ｉｑｏに基づいて、ｄ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏ及びｑ軸の指令鎖交磁束Ψｑｏを算出する。
実施の形態１と同様に、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒとｄ軸の指令鎖交磁束Ψｄｏとの偏差であるｄ軸磁束偏差ΔΨｄを算出し、ｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒとｑ軸の指令鎖交磁束Ψｑｏとの偏差であるｑ軸磁束偏差ΔΨｑを算出する。
本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに基づいて、ｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒに対するｄ軸の電流検出値Ｉｄｒの偏微分値であるｄｄ偏微分値∂Ｉｄｒ／∂Ψｄｒ、ｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒに対するｄ軸の電流検出値Ｉｄｒの偏微分値であるｑｄ偏微分値∂Ｉｄｒ／∂Ψｑｒ、ｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒに対するｑ軸の電流検出値Ｉｑｒの偏微分値であるｑｑ偏微分値∂Ｉｑｒ／∂Ψｑｒ、及びｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒに対するｑ軸の電流検出値Ｉｑｒの偏微分値であるｄｑ偏微分値∂Ｉｑｒ／∂Ψｄｒを算出する。
本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とｄｄ偏微分値との関係が予め設定されたｄｄ偏微分値マップを参照し、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに対応するｄｄ偏微分値∂Ｉｄｒ／∂Ψｄｒを算出する。ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とｑｄ偏微分値との関係が予め設定されたｑｄ偏微分値マップを参照し、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに対応するｑｄ偏微分値∂Ｉｄｒ／∂Ψｑｒを算出する。ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とｑｑ偏微分値との関係が予め設定されたｑｑ偏微分値マップを参照し、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに対応するｑｑ偏微分値∂Ｉｑｒ／∂Ψｑｒを算出する。ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄ軸電流及びｑ軸電流とｄｑ偏微分値との関係が予め設定されたｄｑ偏微分値マップを参照し、ｄｑ軸の電流検出値Ｉｄｒ、Ｉｑｒに対応するｄｑ偏微分値∂Ｉｑｒ／∂Ψｄｒを算出する。
なお、各偏微分値マップには、各電流値Ｉに対する各鎖交磁束Ψの偏微分値∂Ψ／∂Ｉの値が設定されてもよく、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、マップを参照して算出した偏微分値∂Ψ／∂Ｉの逆数を算出することによって、各鎖交磁束Ψに対する各電流値Ｉの偏微分値∂Ｉ／∂Ψを算出するように構成されてもよい。
そして、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式の第１式にしめすように、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄにｄ軸比例ゲインＫｐｄを乗算した値と、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑに回転角周波数ω及びｄ軸積分ゲインＫｉｄを乗算した値の積分値と、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄとｄｄ偏微分値∂Ｉｄｒ／∂Ψｄｒとの乗算値及びｑ軸磁束偏差ΔΨｑとｑｄ偏微分値∂Ｉｄｒ／∂Ψｑｒとの乗算値の合計値に巻線抵抗値Ｒ及びｄ軸電流積分ゲインＫＩｉｄを乗算した値の積分値と、を加算してｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏを算出する。ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式の第２式にしめすように、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑにｑ軸比例ゲインＫｐｑを乗算した値と、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄに回転角周波数ω及びｑ軸積分ゲインＫｉｑを乗算した値の積分値と、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑとｑｑ偏微分値∂Ｉｑｒ／∂Ψｑｒとの乗算値及びｄ軸磁束偏差ΔΨｄとｄｑ偏微分値∂Ｉｑｒ／∂Ψｄｒとの乗算値の合計値に巻線抵抗値Ｒ及びｑ軸電流積分ゲインＫＩｉｑを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。
この構成によれば、ｄｑ軸鎖交磁束ΔΨｄ、ΔΨｑを用いた制御系に統一することができ、安定性の解析等、制御系の設計を行い易くなり、制御系の性能を担保し易くなる。
また、式（２２）の右辺第２項の積分器と第３項の積分器とをまとめて、１つの積分器を用いることで、積分器のアンチワインドアップ処理、初期値の設定を行い易くなり、制御器の処理を簡略化、合理化することができる。なお、積分器を１つにまとめずに、２つの積分器を用いてもよい。
５．実施の形態５
次に、実施の形態５に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態４と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の基本的な構成及び処理は実施の形態４と同様である。しかし、本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７の構成が、実施の形態４と一部異なる。
次に、実施の形態５に係る制御装置１について説明する。上記の実施の形態４と同様の構成部分は説明を省略する。本実施の形態に係る交流回転電機２及び制御装置１の基本的な構成及び処理は実施の形態４と同様である。しかし、本実施の形態では、ｄｑ軸指令電圧算出部３７の構成が、実施の形態４と一部異なる。
本実施の形態では、実施の形態４と同様に、ｄｑ軸の電流偏差ΔＩｄ、ΔＩｑの代わりに、ｄｑ軸磁束偏差ΔΨｄ、ΔΨｑを用いている。上述したように、巻線抵抗値Ｒの項は、他の項と比べて小さくなり、巻線抵抗値Ｒの項の中でも、ｄｑ軸間の偏微分の項は、同軸間の偏微分の項よりも小さくなる。よって、本実施の形態では、ｄｑ軸間の偏微分の項を省略している。すなわち、式（２１）のｄｑ軸間の偏微分の項を省略した次式に基づいて、制御系を設計する。
実施の形態４と同様に、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、ｄ軸の電流検出値Ｉｄｒ及びｑ軸の電流検出値Ｉｑｒに基づいて、ｄ軸の実鎖交磁束Ψｄｒに対するｄ軸の電流検出値Ｉｄｒの偏微分値であるｄｄ偏微分値∂Ｉｄｒ／∂Ψｄｒ、及びｑ軸の実鎖交磁束Ψｑｒに対するｑ軸の電流検出値Ｉｑｒの偏微分値であるｑｑ偏微分値∂Ｉｑｒ／∂Ψｑｒを算出する。
そして、ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式の第１式にしめすように、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄにｄ軸比例ゲインＫｐｄを乗算した値と、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑに回転角周波数ω及びｄ軸積分ゲインＫｉｄを乗算した値の積分値と、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄにｄｄ偏微分値∂Ｉｄｒ／∂Ψｄｒ、巻線抵抗値Ｒ、及びｄ軸電流積分ゲインＫＩｉｄを乗算した値の積分値と、を加算してｄ軸の電圧指令値Ｖｄｏを算出する。ｄｑ軸指令電圧算出部３７は、次式の第２式にしめすように、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑにｑ軸比例ゲインＫｐｑを乗算した値と、ｄ軸磁束偏差ΔΨｄに回転角周波数ω及びｑ軸積分ゲインＫｉｑを乗算した値の積分値と、ｑ軸磁束偏差ΔΨｑにｑｑ偏微分値∂Ｉｑｒ／∂Ψｑｒ、巻線抵抗値Ｒ、及びｑ軸電流積分ゲインＫＩｉｑを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値Ｖｑｏを算出する。
この構成によれば、実施の形態４と同様に、ｄｑ軸鎖交磁束ΔΨｄ、ΔΨｑを用いた制御系に統一することができ、制御系の設計を行い易くなり、制御系の性能を担保し易くなる。また、値が小さくなる、ｄｑ軸間の偏微分の項を省略することにより、演算処理負荷を低減することができる。
〔その他の実施の形態〕
最後に、本願のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
最後に、本願のその他の実施の形態について説明する。なお、以下に説明する各実施の形態の構成は、それぞれ単独で適用されるものに限られず、矛盾が生じない限り、他の実施の形態の構成と組み合わせて適用することも可能である。
（１）上記の各実施の形態では、ｎ＝３の３相である場合を例として説明した。しかし、ｎ＝２、４等、ｎは、２以上の任意の自然数に設定されてもよい。
（２）上記の各実施の形態では、１組の３相巻線及びインバータが設けられる場合を例として説明した。しかし、２組以上の３相巻線及びインバータが設けられ、各組の３相巻線及びインバータに対して、各実施の形態と同様の鎖交磁束フィードバック制御が行われてもよい。この場合は、ｄｑ軸の電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏの算出において、組間の干渉を考慮した項が追加されてもよい。
（３）上記の各実施の形態では、埋込磁石型の同期交流回転電機である場合を例として説明した。しかし、リラクタンス型の同期交流回転電機、界磁巻線型の同期交流回転電機であってもよい。或いは、表面磁石型の交流回転電機であってもよい。表面磁石型の場合は、鎖交磁束のｄｑ軸電流の相互依存性は低下するが、０にならない場合もあり、上記の各実施の形態のように、鎖交磁束のｄｑ軸電流の相互依存性を考慮した鎖交磁束フィードバック制御により制御精度を高めることができる。
（４）上記の各実施の形態では、式（１２）、式（１６）、式（１９）、式（２２）、式（２４）に基づいて、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏが算出される場合を例として説明した。しかし、これらの式に示す以外の項（例えば、高調波重畳成分）が追加されて、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄｏ、Ｖｑｏされてもよい。
本願は、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。
１ 交流回転電機の制御装置、２ 交流回転電機、１０ 直流電源、１３ 電源電圧センサ、２０ インバータ、３１ 電流検出部、３２ 磁極位置検出部、３３ ｄｑ軸実電流変換部、３４ ｄｑ軸指令電流算出部、３５ 実鎖交磁束算出部、３６ 指令鎖交磁束算出部、３７ ｄｑ軸指令電圧算出部、３８ 指令電圧変換部、３９ スイッチング制御部、４０ 電圧検出部、Ｉｄｏ ｄ軸の電流指令値、Ｉｑｏ ｑ軸の電流指令値、Ｉｄｒ ｄ軸の電流検出値、Ｉｑｒ ｑ軸の電流検出値、ＫＩｉｄ ｄ軸電流積分ゲイン、ＫＩｉｑ ｑ軸電流積分ゲイン、Ｋｉｄ ｄ軸積分ゲイン、Ｋｉｑ ｑ軸積分ゲイン、Ｋｐｄ ｄ軸比例ゲイン、Ｋｐｑ ｑ軸比例ゲイン、Ｌｄ ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ ｑ軸インダクタンス、Ｒ 巻線抵抗値、ＶＤＣ 電源電圧、Ｖｄｏ ｄ軸の電圧指令値、Ｖｑｏ ｑ軸の電圧指令値、ΔΨｄ ｄ軸磁束偏差、ΔΨｑ ｑ軸磁束偏差、ΔＩｄ ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ ｑ軸電流偏差、Ψａ 永久磁石による鎖交磁束、Ψｄ ｄ軸鎖交磁束、Ψｑ ｑ軸鎖交磁束、Ψｄｏ ｄ軸の指令鎖交磁束、Ψｑｏ ｑ軸の指令鎖交磁束、Ψｄｒ ｄ軸の実鎖交磁束、Ψｑｒ ｑ軸の実鎖交磁束、θ 磁極位置、ω 磁極位置の回転角周波数、ωｃｃ フィードバック制御系の応答角周波数
Claims (7)
- ｎ相（ｎは２以上の自然数）の巻線が巻装されたステータとロータとを有する交流回転電機を、インバータを介して制御する交流回転電機の制御装置であって、
前記ｎ相の巻線に流れる巻線電流を検出する電流検出部と、
前記ロータの磁極位置を検出する磁極位置検出部と、
前記ｎ相の前記巻線電流の検出値を、検出した前記磁極位置の方向に定めたｄ軸及び前記ｄ軸より電気角で９０°進んだ方向に定めたｑ軸からなるｄｑ軸の回転座標系上のｄ軸の電流検出値及びｑ軸の電流検出値に変換するｄｑ軸実電流変換部と、
ｄ軸の電流指令値及びｑ軸の電流指令値を算出するｄｑ軸指令電流算出部と、
前記ｄ軸の電流検出値及び前記ｑ軸の電流検出値に基づいて、ｄ軸の実鎖交磁束及びｑ軸の実鎖交磁束を算出する実鎖交磁束算出部と、
前記ｄ軸の電流指令値及び前記ｑ軸の電流指令値に基づいて、ｄ軸の指令鎖交磁束及びｑ軸の指令鎖交磁束を算出する指令鎖交磁束算出部と、
前記ｄ軸の実鎖交磁束と前記ｄ軸の指令鎖交磁束との偏差であるｄ軸磁束偏差を算出し、前記ｑ軸の実鎖交磁束と前記ｑ軸の指令鎖交磁束との偏差であるｑ軸磁束偏差を算出し、前記ｄ軸磁束偏差にｄ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｑ軸磁束偏差に前記磁極位置の回転角周波数及びｄ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｄ軸の電圧指令値を算出し、前記ｑ軸磁束偏差にｑ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｄ軸磁束偏差に前記回転角周波数及びｑ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値を算出するｄｑ軸指令電圧算出部と、
前記ｄ軸の電圧指令値及び前記ｑ軸の電圧指令値を、前記ｎ相の巻線に印加する電圧指令値であるｎ相の電圧指令値に変換する指令電圧変換部と、
前記ｎ相の電圧指令値に基づいて、前記インバータが有する複数のスイッチング素子をオンオフ制御するスイッチング制御部と、を備えた交流回転電機の制御装置。 - 前記ｄｑ軸指令電圧算出部は、前記ｄ軸磁束偏差に前記ｄ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｑ軸磁束偏差に前記回転角周波数及び前記ｄ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、前記ｄ軸の電流検出値に巻線抵抗値を乗算した値と、を加算して前記ｄ軸の電圧指令値を算出し、
前記ｑ軸磁束偏差に前記ｑ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｄ軸磁束偏差に前記回転角周波数及び前記ｑ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、前記ｑ軸の電流検出値に巻線抵抗値を乗算した値と、を加算してｑ軸の電圧指令値を算出する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。 - 前記ｄｑ軸指令電圧算出部は、前記ｄ軸の電流検出値と前記ｄ軸の電流指令値との偏差であるｄ軸電流偏差を算出し、前記ｑ軸の電流検出値と前記ｑ軸の電流指令値との偏差であるｑ軸電流偏差を算出し、
前記ｄ軸磁束偏差に前記ｄ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｑ軸磁束偏差に前記回転角周波数及び前記ｄ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、前記ｄ軸電流偏差に巻線抵抗値及びｄ軸電流積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算して前記ｄ軸の電圧指令値を算出し、
前記ｑ軸磁束偏差に前記ｑ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｄ軸磁束偏差に前記回転角周波数及び前記ｑ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、前記ｑ軸電流偏差に巻線抵抗値及びｑ軸電流積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値を算出する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。 - 前記ｄｑ軸指令電圧算出部は、ｄ軸の電流検出値及びｑ軸の電流検出値に基づいて、前記ｄ軸の実鎖交磁束に対する前記ｄ軸の電流検出値の偏微分値であるｄｄ偏微分値、前記ｑ軸の実鎖交磁束に対する前記ｄ軸の電流検出値の偏微分値であるｑｄ偏微分値、前記ｑ軸の実鎖交磁束に対する前記ｑ軸の電流検出値の偏微分値であるｑｑ偏微分値、及び前記ｄ軸の実鎖交磁束に対する前記ｑ軸の電流検出値の偏微分値であるｄｑ偏微分値を算出し、
前記ｄ軸磁束偏差に前記ｄ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｑ軸磁束偏差に前記回転角周波数及び前記ｄ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、前記ｄ軸磁束偏差と前記ｄｄ偏微分値との乗算値及び前記ｑ軸磁束偏差と前記ｑｄ偏微分値との乗算値の合計値に巻線抵抗値及びｄ軸電流積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算して前記ｄ軸の電圧指令値を算出し、
前記ｑ軸磁束偏差に前記ｑ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｄ軸磁束偏差に前記回転角周波数及び前記ｑ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、前記ｑ軸磁束偏差と前記ｑｑ偏微分値との乗算値及び前記ｄ軸磁束偏差と前記ｄｑ偏微分値との乗算値の合計値に巻線抵抗値及びｑ軸電流積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値を算出する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。 - 前記ｄｑ軸指令電圧算出部は、前記ｄ軸の実鎖交磁束に対する前記ｄ軸の電流検出値の偏微分値であるｄｄ偏微分値、及び前記ｑ軸の実鎖交磁束に対する前記ｑ軸の電流検出値の偏微分値であるｑｑ偏微分値を算出し、
前記ｄ軸磁束偏差に前記ｄ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｑ軸磁束偏差に前記回転角周波数及び前記ｄ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、前記ｄ軸磁束偏差に前記ｄｄ偏微分値、巻線抵抗値、及びｄ軸電流積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算して前記ｄ軸の電圧指令値を算出し、
前記ｑ軸磁束偏差に前記ｑ軸比例ゲインを乗算した値と、前記ｄ軸磁束偏差に前記回転角周波数及び前記ｑ軸積分ゲインを乗算した値の積分値と、前記ｑ軸磁束偏差に前記ｑｑ偏微分値、巻線抵抗値、及びｑ軸電流積分ゲインを乗算した値の積分値と、を加算してｑ軸の電圧指令値を算出する請求項１に記載の交流回転電機の制御装置。 - 前記ｄ軸電流積分ゲイン及び前記ｑ軸電流積分ゲインには、フィードバック制御系の応答角周波数に応じた値が設定されている請求項３から５のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
- 前記ｄ軸比例ゲイン、前記ｄ軸積分ゲイン、前記ｑ軸比例ゲイン、及び前記ｑ軸積分ゲインには、フィードバック制御系の応答角周波数に応じた値が設定されている請求項１から６のいずれか一項に記載の交流回転電機の制御装置。
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