JP5733404B2 - Ｐｍモータの位置センサレス制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＭモータの位置センサレス制御装置に係わり、ＰＭモータの低速運転時に、電流に微分情報を利用して誘起電圧を推定し、この推定電圧を利用して回転速度・磁極位置推定を可能とするセンサレス制御装置に関するものである。

磁石の性能向上に伴い、制動（ダンパ）巻線のない永久磁石を界磁源とする同期電動機（以下ＰＭモータという）が実用に供されている。サーボ用途などでは、このＰＭモータを可変速制御するために回転子磁極の位置情報が必要である。しかし、この位置情報を検出するセンサには半導体素子などの電子部品が内蔵されていることが多く、また小形なものは機械的強度が弱いなど、耐環境性や耐久性に課題を有している。
そのため、高い位置制御精度や応答性が要求されない用途では、位置センサを使用しないでインバータの電圧や電流情報から磁極位置を推定する位置センサレス制御法を適用することにより制御性能よりも信頼性を改善することが要望されており、現在まで多くの研究がなされてきた。

この位置センサレス制御方式の原理を大別すると次の２種類がある。
一つは、界磁磁石の磁束によって発生する速度起電力成分を推定する方法である。この方法は、インバータ出力の電圧や電流の基本波成分からモータの界磁磁束による速度起電力を推定するものである。ＰＭモータは、界磁軸（ｄ軸）とその直交軸（ｑ軸）のインダクタンス成分が等しいという非突極機特性と、また、各軸のインダクタンスが等しくない突極機特性という観点で分類できるが、この方法はその両方に適用できるため、ＰＭモータ全般に利用できることが特長である。しかし、回転速度が低い領域では速度起電力が小さくなってしまう。通常のインバータは、ＰＷＭ変調方式を利用した電圧制御によりモータに電力を供給しているが、インバータ出力電圧を検出する場合には、高周波成分を含むＰＷＭ波形から正確に、かつ高速に基本波成分の電圧を検出することは難しいという問題を有している。

ＰＷＭ変調を適用する前段階での電圧指令を、電圧検出情報の代用に適用する方法もある。この方法は、デットタイムやスイッチング素子の動作遅れ時間などによる電圧誤差の影響が存在する。そのためＰＭモータの速度が低下して速度起電力が小さくなってくるのに対し、この電圧誤差分は減少しないため相対的に無視できなくなり、正確な位置センサレス制御が困難になる。

もう一つは、インバータの出力電圧や電流成分に高周波成分を重畳することにより、インダクタンスを計測しながら磁気的な突極軸を推定する方法である。
この方法は、ｄ軸とｑ軸のインダクタンスに差がある突極性を有するＰＭモータであれば、各軸成分のインダクタンスを逐次計測し続けることにより、界磁磁極軸の位相を推定することができる。しかし、この方法は非突極機特性のＰＭモータには適用できないほか，界磁磁極軸（ｄ軸）にはＮ極とＳ極の２種類の極性が存在するので、これらの判別を行うために磁気飽和などを利用した付加的な磁極判別法も制御に追加する必要がある。

つまり、前者の起電力を推定する方法は低速域では正確に動作できなくなり、後者の高周波を重畳する方法では低速域での動作は可能であるが、適用できるモータに制限があり、非突極機特性を有する場合や磁気飽和が少ないＰＭモータには適用できない。

M.Janson,L.Harnefors,O.Wallmark,andM.Leksell： "Synchronization at Startup and Stable Rotation Reversal of Sensorless Nonsalient PMSM Drives"， IEEE Trans. IE, Vol.53, No.2,pp.379-387(2006) L.Harnefors, M.Janson,R.Ottersten, and K.Pietilainen, "Unified Sensorless Vector Control of Synchronous and Induction Motors" IEEE Trans.Ind.Electron., Vol.50, No.1,pp.153-160,Feb.2003,

低速の位置センサレス制御方式としては非特許文献１があり、図６で示すような制御ブロックを用いてセンサレス制御を行っている。非特許文献１で示す制御方式は基本的には起電力推定方式の一種で、推定方式の原理は非特許文献２に記載されているが、推定は図６で示す点線で囲んだ回転速度推定部で行われる。

すなわち、電圧指令値Vsから電流指令ｉ_refとモータ定数Rs＋jω₁Lsの積である巻線の抵抗成分と電機子反作用成分の電圧降下成分を減算して誘起電圧ｅを求める。位置センサレス制御の内部では推定した界磁磁極位相をｄ軸とする制御基準軸に設定し、この基準軸を実軸とみなす。そして前述の誘起電圧ｅの虚部成分をｑ軸の誘起電圧ｅｑとして、また、実部をｄ軸誘起電圧ｅｄとして求める。この制御基準軸の各成分のうちeq電圧成分を、推定角速度ω₁に対応したゲインλsとedを乗じたもので補正し、さらにこの誘起電圧を磁束Ψmで除算して速度の推定に利用する。実際には外乱や位置推定と回転座標変換を介してeq電圧成分にフィードバックする項が存在するので、このループにより発振しないように広帯域を制限するローパスフィルタをかけてから推定角速度ω₁を推定している。

図６で示す方式の特徴は、零速度付近で正転と逆転とを誤って逆回転方向に推定しても、自動的に推定速度が正常な回転方向に修正される点にある。しかし電圧情報には、例えば、従来のＰＷＭ変調に入力される電圧指令Vsを代用する方式では、デットタイム誤差やスイッチング素子のスイッチング遅れなどによる電圧誤差に関する対策が適格に適用されていないと、回転方向の推定誤りがあった場合でも直ぐには検出できず、或る程度の逆転速度まで達しないと正常回転方向に戻ることはできない。

本発明が目的とするのは、このような電圧指令と実電圧に電圧誤差が存在していても、正常回転方向に復帰できる速度の下限を、より低い速度まで拡張することであり、ひいては低速でも正確な位置推定を可能としたＰＭモータの位置センサレス制御装置を提供することにある。

本発明の１つの観点によれば、速度指令と推定速度から電流指令を生成し、この電流指令と回転座標変換部を通して検出されたγーδ座標の電流検出値から電圧指令を生成し、逆回転座標変換部およびＰＷＭ変調パターンにより制御されるインバータを介してＰＭモータを制御するものにおいて、
零電圧ベクトル期間中のγーδ座標での前記電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ，ｐｉ_δを入力して速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを演算する誘起電圧演算部と、誘起電圧演算部により演算された速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを用いて推定速度ω＾を求める回転速度推定部と、推定速度を時間積分して推定位相θ＾を算出し、この推定位相を前記回転座標変換部と逆回転座標変換部に出力して回転座標の基準位相に利用することを特徴としたものである。

本発明の１つの観点による誘起電圧演算部は、次式により速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを算出することを特徴としたものである。

ただし、Ｒ：巻線抵抗、Ｌ：巻線インダクタンス、φｄ：鎖交磁束、ｐ：微分演算子（ｄ／ｄｔ）
本発明の１つの観点による前記回転速度推定部は、次式により推定速度ω＾を算出することを特徴としたものである。

ただし、α＝α₀＋λ₂｜ω＾｜、α₀は固定、λ₁，λ₂は正のゲイン、ｚ^-1は前回のサンプリング値
本発明の別の観点によれば、前記電流微分検出部を回転座標変換部の検出電流入力側に設け、前記ＰＷＭ変調パターンの零電圧ベクトル期間中に発生する三相電流検出とその電流微分量を回転座標変換器に入力し、
前記誘起電圧演算部は、回転座標変換部により回転座標変換した前記電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’を入力して速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを算出することを特徴としたものである。

本発明の別の観点による前記誘起電圧演算部は、次式により速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを算出することを特徴としたものである。

本発明の別の観点による前記電流微分情報ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’は、回転座標変換部によって固定座標の直交二軸α，βの電流成分ｉ_α，ｉ_βに変換後、微分演算を実行して得ることを特徴としたものである。

本発明の更に別の観点によれば、前記回転座標変換部の入力側にスイッチング素子の電圧降下を補正する電圧降下補正部を設け、前記ＰＷＭ変調パターンの零電圧ベクトル期間中に発生する三相電流検出と電圧降下補正部からの電圧降下補正量を回転座標変換部に入力し、
前記誘起電圧演算部に、前記電流検出値と電流微分情報、及び電圧降下補正量を入力して速度起電力を演算することを特徴としたものである。

本発明の別の観点による前記電流微分情報は、回転座標系又は固定座標系の何れか一方の座標系に基づいたものであることを特徴としたものである。

本発明の別の観点による前記誘起電圧演算部は、次式により速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを算出することを特徴としたものである。

ただし、ｖce_γ，ｖce_δ：電圧補正量
本発明の他の観点による前記誘起電圧演算部は、次式により速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを算出することを特徴としたものである。

本発明の他の観点による前記電流微分情報は、零電圧ベクトル期間におけるキャリア頂点前後２点の電流サンプリング値の差分演算値として前記回転座標変換部に入力することを特徴としたものである。

本発明の更に他の観点による前記電流微分情報は、零電圧ベクトル期間におけるキャリア頂点と底辺間の電流サンプリング値の移動平均値を微分した値を前記回転座標変換部に入力することを特徴としたものである。

本発明の他の観点による前記電圧降下補正部における電圧降下補正量は、三相検出電流値に対応したテーブルデータを用いて求め、テーブルデータは三相の各相毎個別に、且つ正負の電流極性毎に個別に設定されたことを特徴としたものである。

以上のとおり、本発明によれば、零電圧ベクトル期間中のγーδ座標の電流信号ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ，ｐｉ_δを用いて推定位相θ＾を算出したものである。これにより、デットタイムの影響を排除した誘起電圧の推定が可能になり、より低速まで正常な位置センサレス制御が実現できるなどの効果を奏するものである。

本発明の実施形態を示す制御装置の構成図。 本発明の他の実施形態を示す制御装置の構成図。 本発明の他の実施形態を示す制御装置の構成図。 本発明の電流サンプリングの説明図。 本発明のシミュレーション結果の波形図。 従来のＰＭモータのセンサレス制御装置における構成図。

本発明は、誘起電圧演算部に検出された電流信号と電流微分情報を入力して速度起電力を演算し、この速度起電力に基づいて推定磁極位相を求めるようにしたものである。以下、各実施例に基づいて詳述する。

図１は、本発明の第１の実施例を示す位置センサレス制御装置のブロック図を示したものである。１はＰＷＭ制御されるインバータ、２はＰＭモータで、ここでは、実機のＰＭモータのＮ極の界磁軸をｄ軸と定義し、それに対して正転方向に９０゜進んだ位相をｑ軸とする。しかし、位置センサが無いことでこのｄ軸とｑ軸は直接検出することはできない。そこで、磁極推定により仮想したＮ極軸をγ軸，回転方向に電気角で９０゜進んだ位相をδと定義する。

３は回転座標変換部で、電流センサにより検出された３相電流ｉ_u,ｉ_v,ｉ_wを入力して推定軸であるｉ_γ，ｉ_δに座標変換する。座標変換された電流信号ｉ_γ，ｉ_δは電流微分検出部４と誘起電圧演算部５、および電流制御部９にそれぞれ入力される。電流微分検出部４では、零電圧ベクトル期間中のγーδ軸電流の変化量ｐｉ_γ，ｐｉ_δを検出し、誘起電圧演算部５に入力する。誘起電圧演算部５では、入力された電流信号ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ，ｐｉ_δを用いて後述のように速度起電力ｅ_γ．ｅ_δを演算する。６は回転速度推定部、７は積分器で、回転速度推定部６による推定速度を積分して推定磁極位置θ＾を演算し、回転座標変換部３と逆回転座標変換部１０に出力する。８は速度制御部、９は電流制御部である。

次に基本的な動作について説明する。
速度制御部８では、速度指令ω^*と速度推定ω＾の入力情報から、トルク指令に相当するδ軸成分の電流指令ｉ_δ ^*を出力する。この電流指令ｉ_δ ^*とγ軸の任意の電流指令ｉ_γ ^*が電流制御部９に入力される。電流制御部９には、回転座標変換部３を介して回転座標に変換された電流信号ｉ_γ，ｉ_δが入力されており、電流制御部９ではこれらの電流指令ｉ_δ ^*，ｉ_γ ^*および電流信号ｉ_γ，ｉ_δを比較してフィードバック演算を行い、推定磁極軸を基準とする回転座標（γ‐δ座標）上の電圧指令ｖ_γ ^*，ｖ_δ ^*を出力する。この電圧指令ｖ_γ ^*，ｖ_δ ^*は、回転座標変換部３とは逆の動作を行う逆回転座標変換部１０により、固定座標への逆回転変換や２相３相変換などを行って三相交流の電圧指令ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wとしてインバータ１に入力される。インバータ１では、三相電圧指令ｖ_u，ｖ_v，ｖ_wをＰＷＭ変調により電力増幅して略等価な電圧を出力する。
以上は位置センサがある場合もない場合も共通の制御ブロックである。

次に位置センサレス制御の部分について説明する。
電流微分検出部４は、零電圧ベクトル期間中のγーδ軸電流の変化量ｐｉ_γ，
ｐｉ_δを検出する。γーδ軸電流は三相電流検出ｉ_u,ｉ_v,ｉ_wから回転座標変換を行うことで得られるが、回転座標変換方法としては、アナログ乗算器やアナログの加減算器などにより信号変換を実現する連続信号による方法と、三相電流検出ｉ_u,ｉ_v,ｉ_wをアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）によってディジタル信号に変換した後に、ＣＰＵなどのディジタル変換器により信号変換部の演算を実行する離散信号による方法がある。

本実施例では変化量である電流微分情報ｐｉ_γ，ｐｉ_δが検出されればよく、回転座標変換方法は何れの方法でもよいが、例えば、アナログ変換の場合には、回転座標変換後の信号にアナログ微分器を適用しておき、零電圧ベクトル期間における電流微分成分をサンプリングホールドすることで変化量ｐｉ_γ，ｐｉ_δが得られる。また、Ａ／Ｄ変換器を利用した場合には、零電圧ベクトル期間中において多数の時刻で電流をサンプリングして信号変換部にて変換し、複数時刻の離散電流値から差分近似により微分成分を得ることができる。何れかの方法によって得られた電流信号ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報（変化量）ｐｉ_γ，ｐｉ_δを利用して位置センサレス制御が構成される。

ここで、基本的なＰＭモータの特性を表現する方程式を定義すると、実機のＮ極軸をｄ軸とする電気角で表した直交座標系（ｄ−ｑ座標）において、ＰＭモータの電圧方程式は（１）式となる。

ただし、ｖｄ，ｖｑ：ｄ，ｑ軸電圧、ｉｄ，ｉｑ：ｄ，ｑ軸電流、Ｒ：巻線抵抗、Ｌ：巻線インダクタンス、φｄ：磁石の発生磁束により固定子巻線に鎖交する磁束成分、ω：回転子角速度（電気角，ω＝ｄθ／ｄｔ）、θ：回転子磁極位置（電気角）、ｐ：微分演算子（ｄ／ｄｔ）
本発明では非突極特性を有するＰＭモータを制御対象としているため、ｄ軸とｑ軸のインダクタンス成分は等しいものとみなして共通の係数で表現している。

次に、推定位相θ＾を基準とするγーδ座標では、実位相θとの誤差位相（軸誤差）θe＝θーθ＾を考慮して（２）式で取り扱う。ここで、モータのインピーダンスや永久磁石による鎖交磁束などは真値が得られていると仮定し、（１）式と同じ変数を使用している。また、速度推定ω＾と推定位相θ＾には、ω＾＝θ＾／ｄｔの関係がある。

（２）式では軸誤差θe自体の時間変化は少ないものと仮定して、この軸誤差の微分項を無視している。また、（２）式では零電圧ベクトル期間におけるγーδ座標の電流微分情報ｐｉ_γ，ｐｉ_δは検出電流ｉ_γ，ｉ_δを推定位相θ＾により逐次回転座標変換したものを微分したものである。

零電圧ベクトル期間中におけるインバータの出力電圧はｖ_γ＝０，ｖ_δ＝０であるので、（２）式の左辺を零とおき、さらに永久磁石による鎖交磁束φｄによる速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを求める式に変形すると（３）式となる。

この零電圧ベクトル期間中の速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを示す（３）式から磁極位置を推定している。（４）式は速度推定式に離散系の一次遅れを適用したものである。また、この一次遅れの帯域は（５）式のように、速度推定ω＾＝θ＾／ｄｔにより可変している。

ここで、α₀は固定値、λ₁，λ₂は正のゲイン、ｚ^-1は前回のサンプリング値図１で示す回転速度推定部６は、（４），（５）式に基づいて推定速度ω＾を算出し、積分器７を介して推定位相θ＾を出力する。すなわち、誘起電圧演算部５では、（３）式により零電圧ベクトル期間におけるγーδ座標の電流信号ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ，ｐｉ_δから零電圧ベクトル期間中の速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを出力する。回転速度推定部６は、入力された速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを用いて（４），（５）式の演算を実行し、推定速度ω＾を出力する。積分器７では、推定速度ω＾を時間積分して推定位相θ＾を算出し、回転座標変換部３と逆回転座標変換部１０に出力して回転座標の基準位相に利用する。

この実施例によれば、ＰＷＭ変調を行うインバータで非突極特性を有するＰＭモータを駆動する場合に、零電圧ベクトル期間中のγーδ座標の電流信号ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ，ｐｉ_δを用いて推定位相θ＾を算出したものである。これにより、デットタイムの影響を排除した誘起電圧の推定が可能になり、より低速まで正常な位置センサレス制御が実現できるものである。

図２は第２の実施例を示したもので、図１で示す第１の実施例との相違点は、電流微分検出部１１を固定座標系に設けて電流微分情報ｐｉ'_γ，ｐｉ'_δを得ていることである。
実施例１では、電流微分情報を正確に得るためには回転座標変換に使用する推定位相θ＾も連続系の値でなくてはならない。そのため，三相電流信号をＡ／Ｄ変換してディジタル値に変換する場合，回転座標変換に使用する推定位相θ＾も逐次更新する必要があり演算量が多くなる。この実施例２はその点を考慮したもので、固定座標系で電流微分情報ｐｉ'_γ，ｐｉ'_δを得るよう構成することによって推定位相θ＾を逐次更新する必要がなくなり簡単な演算実行を可能としたものである。

具体的には、零電圧ベクトル期間中の速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを演算する時刻だけ、零電圧ベクトル期間における電流信号ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ'_γ，ｐｉ'_δをサンプリングすればよく、座標変換もこの零電圧ベクトル期間にだけ実行すればよい。これにより、演算を実行するＣＰＵやディジタル回路での演算時間が短くなり、回路動作が遅くても適用可能であるという利点が得られる。

なお、図２では三相電流検出ｉ_u,ｉ_v,ｉ_wを直接微分するように表示しているが、この微分演算の構成方法としてはアナログ信号でもディジタル信号でも実現でき、要は最終的に零電圧ベクトル期間中の速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを求めるために必要なγーδ座標の電流微分情報ｐｉ'_γ，ｐｉ'_δに相当する情報であればよい。例えば、先に３相２相変換して固定座標系の直交二軸（αβ座標）の電流信号ｉ_α，ｉ_βに変換してから微分演算を実行し、その後に回転座標変換を適用するように演算順序を入れ替えてもよい。

次に図２における電流微分情報ｐｉ'_γ，ｐｉ'_δを適用した場合における速度推定について説明する。
固定子巻線を基準とする固定座標系におけるＰＭモータの電圧方程式は（６）式となる。

ここで、ｖ_α，ｖ_β：α，β軸電圧、ｉ_α，ｉ_β：α，β軸電流、R：巻線抵抗、
L：巻線インダクタンス、φ_d：磁石の鎖交磁束、ω：回転子角速度（電気角）、θ：回転子磁極位置、p：微分演算子
(１)式では回転座標系で取り扱っていたため，右辺第１項のインピーダンス行列内に電機子電流により発生した磁束によって、速度起電力に相当する項ω＾Lが存在していたが、(６)式では固定座標系で取り扱っているためこの成分が存在してなく、これにより、演算式がより簡単となる。

厳密に固定座標系における微分成分を角速度ωで回転する回転座標に変換する場合、ベクトル解析上ではαβ座標系に直交な速度ベクトルを定義して下記のような変換式を適用しなければならない。つまり回転座標変換に利用する位相変化も考慮した厳密な微分系では電機子反作用磁束の速度起電力項に注意が必要である。
ｐi_(d,q)＋ω×i_(α,β)＝ｐi_(α,β)
しかし、図２の回転座標上の電流微分情報ｐｉ'_γ，ｐｉ'_δは、固定座標上において微分したものをある時刻の推定位相角θ＾で回転座標変換したものであり、回転座標変換する時刻における位相の変化項までは含まれていない。

上述の内容を離散系で計算する例を説明すると次のようになる。
離散系において、αβ軸電流の微分演算を差分で近似する場合には次式で計算できる。

ここで、ｔ，ｔ＋△Tは同一の零電圧ベクトル期間において時間差△Tを有する２回の電流サンプリング時刻を示している。また、△ｉ_α，△ｉ_βは、この時間間隔の電流差分を示している。

電流差分△ｉ_α，△ｉ_βを利用して近似した微分成分を回転座標変換するには、時刻ｔと時刻ｔ＋△Tの中間時刻に相当する推定位相角θ＾を計算し、これを用いて回転座標変換する。つまり、電流差分△ｉ_α，△ｉ_βにはω×i_(α,β)の項が既に含まれているので，回転座標変換においては推定位相角θ＾の変化量まで考慮しなくてもよい。

このように電流微分成分のｐｉ'_γ，ｐｉ'_δの物理的な意味は (２)式とは異なっているので、代わりに（８）式で取り扱う必要がある。推定位相角θ＾を基準とするγーδ座標では、実位相θとの誤差位相θe＝θ−θ＾を考慮して（８）式で取り扱う。

後は実施例１と同じであり、誤差位相θeの変化は小さいとしてこの微分項は無視する。
零電圧ベクトル期間中に（８）式の左辺を零とおき、誘起電圧式の計算式に変形すると（９）式となる。

(９)式を用いて誘起電圧を推定し、実施例１と同様に回転速度及び磁極位置を推定するように構成したものが図２である。
固定座標情報を微分成分の物理的な意味を説明するときに離散系の例で説明したが、これはアナログ系で説明するよりも離散系の方が、位相変化が無いことを明確に示すことができるために利用したものであり、実施例１と同じように電流微分や回転座標変換を実現するには、アナログ演算回路でもディジタル回路でもどちらの利用でもよいことは勿論である。したがって，実施例２では電流微分演算を離散系に限定するものではない。

この実施例２によれば、回転座標系で電流微分に相当する演算を行なったことで、回転座標変換は誘起電圧演算周期のみ実施すればよい。ただし、電流検出と電流微分という２倍の座標変換に増えるが，逐次回転座標を行なうよりも簡素化できるものである。

実施例１，２では、零電圧ベクトル期間における電流微分を利用して誘起電圧を算出している。これは、インバータに使用されるスイッチング素子が動作していない期間での電流変化を検出しているので、デッドタイムやスイッチング素子の動作遅れなどの影響を受けないという特徴がある。しかし、厳密にはスイッチング素子をＩＧＢＴやダイオードなどの半導体素子によりインバータを構成した場合には、各素子の電圧降下分が存在するため、零電圧ベクトル期間中においてもインバータ出力電圧は零にはならない。

この実施例はこの点を考慮して図３のように構成したものである。
通常，スイッチング素子の電圧降下成分は電流と関係があるので、三相各相の電流成分の検出値から半導体素子の電圧降下分を推定して補正するものである。
この実施例は、図１，図２で示す何れの実施例にも適用できるが、図３では図２に適用した場合を示している。

図３において、１２は電圧降下補正部で、三相電流検出ｉ_u,ｉ_v,ｉ_wを入力して各相の電流成分の検出値から半導体素子の電圧降下分の電圧補正量ｖceu(ｉu), ｖcev(ｉu), ｖcew(ｉu)をテーブルデータから求める。さらに、（１０）式にて推定位相の回転座標系に変換して電圧補正量ｖce_γ,ｖce_δに変換する。

そして、誘起電圧演算部５では、（９）式にこの電圧補正量ｖce_γ，ｖce_δの補正を加えて（１１）式に修正し、速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを出力する。

なお、図１で示す実施例１に電圧成分の補正を行う場合には、誘起電圧演算部５は（３）式の代わりに（１２）式の演算を実行して速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを求める。

この実施例によれば、半導体スイッチング素子の電圧降下成分まで考慮して起電力推定を行うことにより、より低速まで正常に制御できるようになる。また、推定した速度・磁極位置の精度が向上し，素子の電圧降下に起因する推定速度、磁極位置の６ｆリプル成分も小さくすることができるものである。

実施例３では、半導体スイッチング素子の電圧降下成分を補正することにより、より低速までの安定した動作を可能にした。しかし、インバータの主回路素子の特性にバラツキが存在すると、電圧降下補正部１２による正確なる電圧補正ができなくなる可能性がある。また、電圧補正量ｖce_γ，ｖce_δや巻線抵抗Ｒによる電圧降下成分を計算する電流成分についても、電流微分情報との時間的な整合が正確でないと電圧誤差の要因となる。

そこで、実施例４では統計処理による誤差の低減の仕方と、電流サンプリング時刻などを考慮して電圧誤差要因を減少するようにしたものである。
なお、この実施例は離散系に特定されるものである。
図４において、Ｓ０〜Ｓ７は電流のサンプリングタイミング、ＴSは電流のサンプリング周期である。

キャリア１周期にＳ０〜Ｓ７の８回の電流サンプリングが実行される場合を考える。低速である場合には電圧指令ｖu,ｖv,ｖwの振幅は小さく，三相インバータのスイッチング素子の動作は三角波キャリアの中間付近のＳ１からＳ３の期間、およびＳ５からＳ７の期間に集中している。そのため、Ｓ３とＳ５の間は三相ともＯＮ状態であり、また、Ｓ７からＳ９の間は三相ともＯＦＦ状態という２種類の零電圧ベクトル期間になっている。そこで、この２種類の零電圧ベクトル期間において、Ｓ３とＳ５，またはＳ７とＳ９のように２回の電流サンプリングおよびＡ／Ｄ変換を行う。

例えば、Ｓ３とＳ５のタイミングで検出した電流をＩ３，Ｉ５とすると，この時の電流の微分に相当する差分演算値△Ｉは（１３）式となる。

この電流の微分演算は、実施例１では回転座標系に変換した後に差分演算し、実施例２では固定座標系において差分演算してから回転座標変換する。このように実施例４では，キャリアに同期した多点電流サンプリングを行っておき、必要に応じて三角波キャリアの頂点をはさむ２点のサンプリング間のデータを利用して電流の差分演算を行なう。また，電流制御やＲの電圧降下成分を演算する電流値は、三角波キャリアの頂点Ｓ０とＳ４の時刻で検出したＰＷＭキャリア同期電流サンプリング値を利用する。すなわち、電流検出およびその微分をＰＷＭキャリアに同期した多点電流検出から必要な部分を選択して利用する。
さらに，通常の３相インバータは６個の逆導通ダイオードを内蔵したＩＧＢＴなどのスイッチング素子により３アームを構成しており、２種類の零電圧ベクトル期間ではインバータ内部のスイッチング素子を循環する電流路が異なり、スイッチング素子のバラツキによる電圧誤差が発生する。そこで、２種類を平均するために、(１１)式や(１２)式の計算に三角波キャリア波形の頂点部分と底部部分でサンプリングした電流の２回分の移動平均を用いる。これにより統計的に電圧誤差成分が抑制できる。

また、電圧降下補正部１２で求まった電圧降下成分やＲの電圧降下成分に使用する電流の検出値を、三角波キャリア波形の頂点付近の場合には最大頂点Ｓ０，Ｓ３の時刻の電流サンプリング値を、底辺部分であれば最小頂点Ｓ４時刻の電流サンプリング値を利用すればよい。しかし，Ｓ４時刻の電流サンプリング値の代わりに、Ｓ３とＳ５の電流サンプリング値の平均値で、また、Ｓ８の電流サンプリング値の代わりにＳ７とＳ９の電流サンプリング値の平均値で代用することができる。

図５は、この実施例４を適用した場合のシミュレーション結果を示したものである。同図（ａ）は速度、（ｂ）は二軸電流成分、（ｃ）はトルク、（ｄ）は実際の磁極位置と推定した磁極位置の差である。
図５は時刻ｔ２で負荷トルクを変動させ、時刻ｔ６で速度指令を変動させた場合を示したもので、通常は、起電力を用いて位置・速度推定を行う場合、定格の５〜１０％程度の速度までしか精度良く推定することができないが、（ｄ）図で示すように軸誤差θeは非常に少なくなっており、５％以下の速度時や正転から逆転への０％速度通過時でも精度よく推定できることが分る。

したがって、この実施例によれば、
（１）電流の検出値としてキャリアの頂点とその頂点付近でサンプリングした電流を用いて微分するという時間的な整合をとる。
（２）または、電流微分を近似差分する頂点前後の２点の電流成分の平均キャリア頂点で同期電流サンプリングした電流値を代用にする。
これにより、電流微分成分と電圧補正量ｖceやＲの電圧降下に使用する電流との時間的な整合がとれてノイズの影響を低減することが可能となるものである。
また、頂点部と底辺部の２種類の零電圧ベクトル期間の電流検出値の移動平均をとることにより半導体素子のバラツキを統計的に抑制することが可能となるものである。

図３で示す第３実施例での電圧降下補正部１２は、三相各相の電流成分の検出値に対応する電圧降下分はテーブルデータを利用して得ている。
実施例５でも、電圧降下補正部１２においても電圧降下成分を計算するためにテーブルデータを使用しているが、このテーブルデータを各相ごとに個別に、且つ正負の電流極性毎にも個別に設定できるように構成したものである。これにより、半導体の特性バラツキがあっても、より正確に補正することができるようにしたものである。

したがって、この実施例によれば、スイッチング素子の特性バラツキを個別に補正したことにより、より正確な電圧降下成分の補正が可能になるものである。

以上のとおり、本発明によれば、零電圧ベクトル期間中のγーδ座標の電流信号ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ，ｐｉ_δを用いて推定位相θ＾を算出したものである。これにより、デットタイムの影響を排除した誘起電圧の推定が可能になり、より低速まで正常な位置センサレス制御が実現できるなどの効果を奏するものである。

Claims (13)

1. 速度指令と推定速度から電流指令を生成し、この電流指令と回転座標変換部を通して検出されたγーδ座標の電流検出値から電圧指令を生成し、逆回転座標変換部およびＰＷＭ変調パターンにより制御されるインバータを介してＰＭモータを制御するものにおいて、
   零電圧ベクトル期間中のγーδ座標での前記電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ，ｐｉ_δを入力して速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを演算する誘起電圧演算部と、誘起電圧演算部により演算された速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを用いて推定速度ω＾を求める回転速度推定部と、推定速度を時間積分して推定位相θ＾を算出し、この推定位相を前記回転座標変換部と逆回転座標変換部に出力して回転座標の基準位相に利用することを特徴としたＰＭモータの位置センサレス制御装置。
2. 前記誘起電圧演算部は、次式により速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを算出することを特徴とした請求項１記載のＰＭモータの位置センサレス制御装置。
   

   

   ただし、Ｒ：巻線抵抗、Ｌ：巻線インダクタンス、φｄ：鎖交磁束、ｐ：微分演算子（ｄ／ｄｔ）
3. 前記回転速度推定部は、次式により推定速度ω＾を算出することを特徴とした請求項１又は２記載のＰＭモータの位置センサレス制御装置。
   

   

   ただし、α＝α₀＋λ₂｜ω＾｜、α₀は固定、λ₁，λ₂は正のゲイン、ｚ^-1は前回のサンプリング値
4. 前記電流微分検出部を回転座標変換部の検出電流入力側に設け、前記ＰＷＭ変調パターンの零電圧ベクトル期間中に発生する三相電流検出とその電流微分量を回転座標変換器に入力し、
   前記誘起電圧演算部は、回転座標変換部により回転座標変換した前記電流検出値ｉ_γ，ｉ_δと電流微分情報ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’を入力して速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを算出することを特徴とした請求項１記載のＰＭモータの位置センサレス制御装置。
5. 前記誘起電圧演算部は、次式により速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを算出することを特徴とした請求項４記載のＰＭモータの位置センサレス制御装置。
   

   
6. 前記電流微分情報ｐｉ_γ’，ｐｉ_δ’は、回転座標変換部によって固定座標の直交二軸α，βの電流成分ｉ_α，ｉ_βに変換後、微分演算を実行して得ることを特徴とする請求項４又は５記載のＰＭモータの位置センサレス制御装置。
7. 前記回転座標変換部の入力側にスイッチング素子の電圧降下を補正する電圧降下補正部を設け、前記ＰＷＭ変調パターンの零電圧ベクトル期間中に発生する三相電流検出と電圧降下補正部からの電圧降下補正量を回転座標変換部に入力し、
   前記誘起電圧演算部に、前記電流検出値と電流微分情報、及び電圧降下補正量を入力して速度起電力を演算することを特徴とした請求項１又は４記載のＰＭモータの位置センサレス制御装置。
8. 前記電流微分情報は、回転座標系又は固定座標系の何れか一方の座標系に基づいたものであることを特徴とした請求項１又は４又は７記載の何れかであるＰＭモータの位置センサレス制御装置。
9. 前記誘起電圧演算部は、次式により速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを算出することを特徴とした請求項４又は７記載のＰＭモータの位置センサレス制御装置。
   

   

   ただし、ｖce_γ，ｖce_δ：電圧補正量
10. 前記誘起電圧演算部は、次式により速度起電力ｅ_γ，ｅ_δを算出することを特徴とした請求項１又は７記載のＰＭモータの位置センサレス制御装置。
    

    
11. 前記電流微分情報は、零電圧ベクトル期間におけるキャリア頂点前後２点の電流サンプリング値の差分演算値として前記回転座標変換部に入力することを特徴とした請求項７乃至１０記載の何れかであるＰＭモータの位置センサレス制御装置。
12. 前記電流微分情報は、零電圧ベクトル期間におけるキャリア頂点と底辺間の電流サンプリング値の移動平均値を微分した値を前記回転座標変換部に入力することを特徴とした請求項７乃至１０記載の何れかであるＰＭモータの位置センサレス制御装置。
13. 前記電圧降下補正部における電圧降下補正量は、三相検出電流値に対応したテーブルデータを用いて求め、テーブルデータは三相の各相毎個別に、且つ正負の電流極性毎に個別に設定されたことを特徴とした請求項７乃至１２記載の何れかであるＰＭモータの位置センサレス制御装置。

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