JP4637616B2 - ブラシレスｄｃモータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ブラシレスＤＣモータの制御装置に関する。

従来、例えばブラシレスＤＣモータ等のモータの制御において、回路方程式に含まれる電流微分値を算出する際に、電流検出値に含まれる雑音の影響を低減するために、例えば最小二乗法や移動平均値算出処理等のフィルタ処理によって、平均的な電流検出値の時間変化を算出する制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特開２００４−３４３９６３号公報

ところで、上記従来技術の一例に係るブラシレスＤＣモータの制御装置において、電流微分値は常に平均的な電流検出値の時間変化に基づき算出されることから、電流微分値には時間的な遅れが生じる。例えば、トルク指令値の急激な変化に応じて電流検出値が急変した場合であっても、この電流検出値が急変したタイミングから遅れたタイミングで電流微分値に変化が生じることになる。しかも、この変化が生じた電流微分値は、トルク指令値が急変したタイミングでの電流検出値と、トルク指令値の変化が相対的に小さい状態での電流検出値とに基づく平均的な値であり、トルク指令値の変化量が適切に反映された値ではないという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、モータ制御の安定性を確保しつつ、過渡状態での追従性を向上させることが可能なブラシレスＤＣモータの制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有するロータと、このロータを回転させる回転磁界を発生する複数相のステータ巻線を有するステータとを備えたブラシレスＤＣモータを、トルク指令値（例えば、実施の形態でのトルク指令値Ｔｑ）に応じて複数のスイッチング素子からなり前記ステータ巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、実施の形態でのＰＷＭインバータ１３Ａ）により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記複数相の相電流の電流微分値（例えば、実施の形態での各電流微分値ｄＩｖ／ｄｔ，ｄＩｕ／ｄｔ）に基づき、前記ロータの回転角度（例えば、実施の形態での推定回転角度θ＾）を演算する角度演算手段（例えば、実施の形態での高回転時角度演算部５２）と、前記トルク指令値の変動量（例えば、実施の形態での差分ΔＴｑ）が所定値（例えば、実施の形態での所定閾値＃ΔＴｑ）以上である場合に、前記相電流の瞬時的な変化に基づき算出される瞬時電流微分値（例えば、実施の形態での各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａ）を前記電流微分値として設定する瞬時電流微分値設定手段（例えば、実施の形態での相電流微分出力部７５）とを備えることを特徴としている。

上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、トルク指令値の変動量が所定値よりも大きい場合には相電流の瞬時的な変化に基づき算出される瞬時電流微分値を電流微分値として設定することにより、トルク指令値の急激な変化が生じるタイミングに対して、このトルク指令値の変化に応じて電流微分値が変化するタイミングが遅れてしまうことを防止することができる。さらに、電流微分値にトルク指令値の変化量を適切に反映させることができ、ブラシレスＤＣモータの過渡状態での追従性を向上させることができる。

さらに、請求項１に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、前記トルク指令値の変動が所定値未満である場合に、前記相電流の平均的な変化に基づき算出される平均電流微分値（例えば、実施の形態での各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖ）を前記電流微分値として設定する平均電流微分値設定手段（例えば、実施の形態での相電流微分出力部７５）を備えることを特徴としている。

上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、トルク指令値の変動が所定値以下である場合に、相電流の平均的な変化に基づき算出される平均電流微分値を電流微分値として設定することにより、相電流の検出値に含まれる雑音の影響を低減し、モータ制御の安定性を確保することができる。

さらに、請求項２に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記瞬時電流微分値設定手は、前記トルク指令値の変動が所定値よりも大きい状態から前記トルク指令値の変動が所定値以下である状態へと変化してからの経過時間が所定時間（例えば、実施の形態での所定経過時間）以内である場合に、前記瞬時電流微分値を前記電流微分値として設定することを特徴としている。

上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、トルク指令値の変動が所定値よりも大きい状態から所定値以下である状態へと変化した際には、所定時間が経過するまで瞬時電流微分値を電流微分値として設定し、例えば相電流の平均的な変化に基づき電流微分値を設定することを禁止することで、トルク指令値の変動が所定値よりも大きい状態の影響がない電流微分値を設定することができる。

さらに、請求項３に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記角度演算手段は、前記電流微分値と、前記ステータ巻線の入力側における前記複数相間の相電圧の差である線間電圧（例えば、実施の形態での各線間電圧Ｖｕｗ，Ｖｖｗ）とに基づき、前記ロータの回転角度を演算することを特徴としている。

上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、トルク指令値が変動する状態であってもロータの回転角度を精度良く算出することができ、ブラシレスＤＣモータの過渡状態での追従性を向上させることができる。

さらに、請求項４に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、前記ロータの回転角度に対する推定回転角度（例えば、実施の形態での推定回転角度θ＾）と実回転角度（例えば、実施の形態での実回転角度θ）との角度差の正弦値（例えば、実施の形態での正弦成分Ｖｓ）および余弦値（例えば、実施の形態での余弦成分Ｖｃ）を算出する角度誤差算出手段（例えば、実施の形態での誘起電圧正弦・余弦成分演算部６３）を備え、前記角度演算手段は、前記角度誤差算出手段により算出される前記角度差の正弦値および余弦値に基づき、前記ロータの回転角度を演算することを特徴としている。

上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、相対的に高い回転数の状態でトルク指令値が変動する場合であってもロータの回転角度を精度良く算出することができ、ブラシレスＤＣモータの過渡状態での追従性を向上させることができる。

さらに、請求項５に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記ロータは前記ブラシレスＤＣモータおよび内燃機関を駆動源として搭載するハイブリッド車両の駆動軸に連結され、前記トルク指令値の変動量を運転者のアクセル操作量の変化に連動して検知する検知手段（例えば、実施の形態でのステップＳ０５）を備えることを特徴とている。

上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、車両の運転状態に応じてトルク指令値が頻繁に変動する場合であってもロータの回転角度を精度良く算出することができ、ブラシレスＤＣモータの過渡状態での追従性を向上させることができ、車両の走行状態に運転者の意志を適切に反映させることができる。

本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、トルク指令値の急激な変化が生じるタイミングに対して、このトルク指令値の変化に応じて電流微分値が変化するタイミングが遅れてしまうことを防止することができる。さらに、電流微分値にトルク指令値の変化量を適切に反映させることができ、ブラシレスＤＣモータの過渡状態での追従性を向上させることができる。
さらに、相電流の検出値に含まれる雑音の影響を低減し、モータ制御の安定性を確保することができる。
さらに、請求項２に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、トルク指令値の変動が所定値よりも大きい状態から所定値以下である状態へと変化した際には、トルク指令値の変動が所定値よりも大きい状態の影響がない電流微分値を適切に設定することができる。

さらに、請求項３または請求項４に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、トルク指令値が変動する状態であってもロータの回転角度を精度良く算出することができ、ブラシレスＤＣモータの過渡状態での追従性を向上させることができる。
さらに、請求項５に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、車両の運転状態に応じてトルク指令値が頻繁に変動する場合であってもロータの回転角度を精度良く算出することができ、車両の走行状態に運転者の意志を適切に反映させることができる。

以下、本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この実施形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０（以下、単に、モータ制御装置１０と呼ぶ）は、例えばハイブリッド車両に内燃機関１１と共に駆動源として搭載されるブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を駆動制御するものであって、このモータ１２は、内燃機関１１と直列に直結され、界磁に利用する永久磁石を有するロータ（図示略）と、このロータを回転させる回転磁界を発生するステータ（図示略）とを備えて構成されている。
モータ制御装置１０は、例えば図１に示すように、パワードライブユニット（ＰＤＵ）１３と、バッテリ１４と、制御部１５とを備えて構成されている。

このモータ制御装置１０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１２の駆動および回生作動は制御部１５から出力される制御指令を受けてパワードライブユニット（ＰＤＵ）１３により行われる。
ＰＤＵ１３は、例えばトランジスタのスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路を具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータを備え、モータ１２と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ１４が接続されている。
ＰＤＵ１３は、例えばモータ１２の駆動時に、制御部１５から出力される指令値（Ｕ相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ，Ｗ相交流電圧指令値Ｖｗ）に基づき、バッテリ１４から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１２のステータ巻線への通電を順次転流させることで各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じたＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗをモータ１２の各相へと出力する。

制御部１５は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、Ｉｄ指令及びＩｑ指令に基づいて各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、ＰＤＵ１３へパルス幅変調信号を入力すると共に、実際にＰＤＵ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、Ｉｄ指令及びＩｑ指令との各偏差がゼロとなるように制御を行う。
この制御部１５は、例えば、電流指令演算部２１と、電流制御演算部２２と、角度・回転数算出部２３とを備えて構成されている。

電流指令演算部２１は、例えば、通常時演算部３１と、磁極判別時演算部３２とを備えて構成され、通常時演算部３１は、磁極判別処理の実行時以外でのモータ１２の駆動または回生時において、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作に関するアクセル操作量およびモータ１２の回転数等に応じて必要とされるトルクをモータ１２に発生させるためのトルク指令値Ｔｑおよび後述する角度・回転数算出部２３から入力されるモータ回転数Ｎｍに基づき、ＰＤＵ１３からモータ１２に供給する各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令及びＩｑ指令として電流制御演算部２２へ出力されている。

この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えばロータの永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、モータ１２のロータに同期して電気角速度ω（以下、単に、回転角速度ωと呼ぶ）で回転している。これにより、ＰＤＵ１３からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令及びＩｑ指令を与えるようになっている。
また、磁極判別時演算部３２は、例えばイグニッションスイッチがオン状態とされた車両の始動時あるいは内燃機関１１のアイドル運転状態からの復帰時でのモータ１２の始動時等においてロータの磁極の向きを判別する磁極判別処理の実行時での電流指令を演算する。

電流制御演算部２２は、例えば電流制御部４１と、出力電圧演算部４２と、ＤＵＴＹ変換部４３と、電流変換部４４とを備えて構成されている。
電流制御部４１は、Ｉｄ指令とｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄ、および、Ｉｑ指令とｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出し、例えば、後述する角度・回転数算出部２３から入力されるモータ回転数Ｎｍに応じたＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。

出力電圧演算部４２は、後述する角度・回転数算出部２３から入力されるロータの回転角度に対する推定回転角度θ＾を用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。
ＤＵＴＹ変換部４３は、出力電圧演算部４２から出力される各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを、後述する角度・回転数算出部２３から入力される推定回転角度θ＾およびバッテリ１４の出力電圧を検出する電圧検出器２４から出力されるバッテリ電圧Ｖｂに基づき、ＰＤＵ１３の各スイッチング素子をパルス幅変調（ＰＷＭ）によりオン／オフ駆動させる各パルスからなるスイッチング指令（つまり、パルス幅変調信号）へと変換する。なお、各パルスのデューティは予めＤＵＴＹ変換部４３に記憶されている。

電流変換部４４は、後述する角度・回転数算出部２３から入力される推定回転角度θ＾を用いて、静止座標上における電流である各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。このため、電流変換部４４には、モータ１２の各相のステータ巻線に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する少なくとも２つの相電流検出器２５，２５から出力される検出値（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ）が入力されている。なお、ステータは３相であるため、任意の１相を流れる電流は他の２相を流れる電流によって一義的に決まり、例えばＷ相電流Ｉｗ＝｛−（Ｕ相電流Ｉｕ＋Ｖ相電流Ｉｖ）｝となる。

角度・回転数算出部２３は、例えば、モータ回転数Ｎｍが相対的に低い状態でロータの回転に伴うインダクタンス変動に基づきロータ角度を検出する低回転時角度演算部５１と、モータ回転数Ｎｍが相対的に高い状態で誘起電圧に基づきロータ角度を検出する高回転時角度演算部５２と、モータ回転数Ｎｍに応じて低回転時角度演算部５１または高回転時角度演算部５２を選択して作動させる角度検出切替部５３と、低回転時角度演算部５１または高回転時角度演算部５２から出力される回転角速度推定値ω＾に基づきモータ回転数Ｎｍを演算する回転数演算部５４とを備えて構成されている。

高回転時角度演算部５２は、例えば図２に示すように、相電流微分演算部６１と、線間電圧演算部６２と、誘起電圧正弦・余弦成分演算部（以下、単に、誘起電圧演算部と呼ぶ）６３と、角速度状態量算出部６４と、正規化部６５と、収束演算部６６とを備えて構成されている。

相電流微分演算部６１は、例えば図３に示すように、Ｕ相演算部６１ａと、トルク判定部６１ｂと、Ｖ相演算部６１ｃとを備えて構成されている。
各相演算部６１ａ，６１ｃは、例えば、所定時間周期Δｔ毎に相電流検出器２５から出力される相電流の検出値（電流検出値）Ｉｍを時系列データとして、現在の時刻ｔ０での電流検出値Ｉ０と、過去の時刻における少なくとも２つの電流検出値、例えば時刻ｔ１（＝ｔ０−Δｔ）での電流検出値Ｉ１と、時刻ｔ２（＝ｔ１−Δｔ＝ｔ０−２Δｔ）での電流検出値Ｉ２と、時刻ｔ３（＝ｔ２−Δｔ＝ｔ０−３Δｔ）での電流検出値Ｉ３とからなる４つの電流検出値に基づき、例えば最小二乗法や移動平均値算出処理等のフィルタ処理によって、電流検出値の平均的な時間変化である各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖを算出する。

さらに、各相演算部６１ａ，６１ｃは、現在の時刻ｔ０での電流検出値Ｉ０と、直近の過去の時刻における電流検出値、例えば時刻ｔ１（＝ｔ０−Δｔ）での電流検出値Ｉ１とからなる２つの電流検出値に基づき、電流検出値の瞬時的な時間変化である各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａを算出する。そして、トルク判定部６１ｂから出力されるトルク変動の判定結果に応じて、各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖまたは各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａを選択し、各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔとして出力する。

このため、各相演算部６１ａ，６１ｃは、例えば、３サンプル前までの各電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３を記憶する電流記憶部７１と、現在の時刻ｔ０での電流検出値Ｉ０を取得する電流取得部７２と、各電流検出値Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３に基づき、所定時間周期Δｔ毎の電流検出値の時間変化ΔＩ_０１（＝Ｉ０―Ｉ１）／Δｔ，ΔＩ_１２（＝Ｉ１―Ｉ２）／Δｔ，ΔＩ_２３（＝Ｉ２―Ｉ３）／Δｔを算出する微分値演算部７３ａと、各時間変化ΔＩ_０１／Δｔ，ΔＩ_１２／Δｔ，ΔＩ_２３／Δｔから各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖを算出する平均化処理部７４と、各電流検出値Ｉ０，Ｉ１に基づき、例えば所定時間周期Δｔでの電流検出値の時間変化ΔＩ_０１（＝Ｉ０―Ｉ１）／Δｔを算出し、各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａとして設定する微分値演算部７３ｂと、トルク判定部６１ｂから出力されるトルク変動の判定結果に応じて、各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖまたは各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａを選択し、各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔとして出力する相電流微分出力部７５とを備えて構成されている。

さらに、トルク判定部６１ｂは、現在の時刻ｔ０でのトルク指令値Ｔｑ０を取得するトルク取得部７６と、直近の過去の時刻におけるトルク指令値、例えば時刻ｔ１（＝ｔ０−Δｔ）でのトルク指令値Ｔｑ１を記憶するトルク記憶部７７と、各トルク指令値Ｔｑ０，Ｔｑ１に基づき、トルク指令値の時間変化であるトルク変動（差分ΔＴｑ＝Ｔ１０―Ｔｑ１）を算出するトルク変動演算部７８と、トルク変動が所定閾値＃ΔＴｑよりも大きいか否か、さらに、トルク変動が所定閾値＃ΔＴｑよりも大きい状態からトルク変動が所定閾値＃ΔＴｑ以下の状態に変化してからの経過時間が所定経過時間以内か否かを判定し、各判定結果を各相演算部６１ａ，６１ｃの相電流微分出力部７５へ出力するトルク変動判定部７９とを備えて構成されている。

例えば、各相演算部６１ａ，６１ｃの相電流微分出力部７５は、トルク変動が所定閾値＃ΔＴｑよりも大きい場合、あるいは、トルク変動が所定閾値＃ΔＴｑ以下であっても、トルク変動が所定閾値＃ΔＴｑよりも大きい状態から所定閾値＃ΔＴｑ以下の状態に変化してからの経過時間が所定経過時間以内である場合には、各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａを各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔとして出力する。
一方、トルク変動が所定閾値＃ΔＴｑ以下であって、かつ、トルク変動が所定閾値＃ΔＴｑよりも大きい状態から所定閾値＃ΔＴｑ以下の状態に変化してからの経過時間が所定経過時間よりも長い場合には、各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖを各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔとして出力する。

なお、例えば４つの時刻ｔ０，ｔ１，ｔ２，ｔ３における各電流検出値Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３に対する最小二乗法によって得られる所定時間周期Δｔにおける平均的な電流検出値の時間変化ΔＩは、例えば図４に示すように、現在の時刻ｔ０よりも時間遅れＴｄ（＝係数ｋｄ×所定時間周期Δｔ、例えば、ｋｄ＝１．５）だけ過去の時刻（ｔ１＋ｔ２）／２における値となる。なお、図４において、Ｌは最小二乗法によって得られる電流検出値の時間変化を示す近似直線である。
この時間変化ΔＩと、この時間変化ΔＩに対応する電流検出値Ｉｍ、つまり時刻（ｔ１＋ｔ２）／２における電流検出値Ｉｍとは、各電流検出値Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３によって、例えば下記数式（１）に示すように記述され、この数式（１）は下記数式（２）に示すように変形される。

すなわち、上記数式（２）によって所定時間周期Δｔにおける平均的な電流検出値の時間変化ΔＩを算出し、この時間変化ΔＩを所定時間周期Δｔで除算して得た単位時間あたりの電流検出値の時間変化ΔＩ／Δｔを、各相演算部６１ａ，６１ｃにおいて算出される各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖとして設定する。
また、各電流検出値Ｉ０，Ｉ１に基づき算出される各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａは、現在の時刻ｔ０よりも時間遅れＴｄ（＝係数ｋｄ×所定時間周期Δｔ、例えば、ｋｄ＝０．５）だけ過去の時刻（ｔ０＋ｔ１）／２における値となる。

線間電圧演算部６２は、先ず、相電流微分演算部６１でのフィルタ処理に応じて、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｗ，Ｖｖｗ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖを補正する。
すなわち、相電流微分演算部６１にて算出される各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖまたは各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａが過去の時刻（ｔ１＋ｔ２）／２または時刻（ｔ０＋ｔ１）／２における値であることに対応して、時刻（ｔ１＋ｔ２）／２または時刻（ｔ０＋ｔ１）／２での各相電圧指令値（例えば、図４に示す相電圧指令値Ｖ１またはＶ０）を各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖとして設定する。

あるいは、線間電圧演算部６２は、各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖまたは各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａが過去の時刻（ｔ１＋ｔ２）／２または時刻（ｔ０＋ｔ１）／２における平均的な値であることに対応して、例えば時刻ｔ０から時刻ｔ１における相電圧指令値Ｖ０および時刻ｔ１から時刻ｔ２における相電圧指令値Ｖ１および時刻ｔ２から時刻ｔ３における相電圧指令値Ｖ２に対して、最小二乗法や移動平均値算出処理等のフィルタ処理を行い、過去の時刻（ｔ１＋ｔ２）／２における平均的な相電圧指令値（例えば、移動平均値（Ｖ０＋Ｖ１＋Ｖ２）／３等）または過去の時刻（ｔ０＋ｔ１）／２における平均的な相電圧指令値（例えば、移動平均値（Ｖ０＋Ｖ１）／２等）を算出し、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖとして設定する。

さらに、線間電圧演算部６２は、例えば図５に示すように、Ｕ相実電圧演算部６２ａと、Ｖ相実電圧演算部６２ｂと、Ｗ相実電圧演算部６２ｃと、第１減算部６２ｄと、第２減算部６２ｅとを備えて構成され、ＰＤＵ１３に具備されるパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータ１３ＡのデッドタイムＴ_ＤとＰＤＵ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの極性とに応じて各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖを補正し、補正後の各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖにより線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｗ，Ｖｖｗ）を算出する。

例えば図６に示すように、ＰＤＵ１３に具備されるＰＷＭインバータ１３Ａは、各相毎に対をなす第１，第２Ｕ相トランジスタＴＵ１，ＴＵ２および第１，第２Ｖ相トランジスタＴＶ１，ＴＶ２および第１，第２Ｗ相トランジスタＴＷ１，ＴＷ２をブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと、平滑コンデンサＣとを備えて構成され、各トランジスタＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１はバッテリ１４の正極側端子に接続され、各トランジスタＴＵ２，ＴＶ２，ＴＷ２はバッテリ１４の負極側端子に接続され、各相毎に対をなす各トランジスタＴＵ１，ＴＵ２およびＴＶ１，ＴＶ２およびＴＷ１，ＴＷ２はバッテリ１４に対して直列に接続され、各トランジスタＴＵ１，ＴＵ２，ＴＶ１，ＴＶ２，ＴＷ１，ＴＷ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタからコレクタに向けて順方向となるようにして、各ダイオードＤＵ１，ＤＵ２，ＤＶ１，ＤＶ２，ＤＷ１，ＤＷ２が接続されている。

そして、ＰＷＭインバータ１３Ａは、各相毎に対をなす各トランジスタＴＵ１，ＴＵ２および各トランジスタＴＶ１，ＴＶ２および各トランジスタＴＷ１，ＴＷ２のオン／オフを切り替えることによって、各相のステータ巻線に交流の各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを通電するようになっている。
このＰＷＭインバータ１３Ａでは、相短絡が発生することを防止するために、各相毎に対をなす各トランジスタＴＵ１，ＴＵ２およびＴＶ１，ＴＶ２およびＴＷ１，ＴＷ２を、両方ともオフに設定するデッドタイムＴ_Ｄが設けられている。そして、このデッドタイムＴ_Ｄにおいては、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの極性に応じて、各相毎に対をなす各ダイオードＤＵ１，ＤＵ２およびＤＶ１，ＤＶ２およびＤＷ１，ＤＷ２の何れか一方に電流が転流し、ＰＷＭインバータ１３Ａの出力電圧が変化する。

例えば図７に示すように、第１，第２Ｕ相トランジスタＴＵ１，ＴＵ２およびダイオードＤＵ１，ＤＵ２に対して、Ｕ相電流Ｉｕの極性が正である場合（つまり、ＰＷＭインバータ１３Ａからモータ１２へ向かう方向にＵ相電流Ｉｕが流れている場合）に第１，第２Ｕ相トランジスタＴＵ１，ＴＵ２がオフ状態に設定されると、バッテリ１４の負極側端子に接続されたダイオードＤＵ２に電流が転流し、出力電圧が低下する。一方、Ｕ相電流Ｉｕの極性が負である場合（つまり、モータ１２からＰＷＭインバータ１３Ａへ向かう方向にＵ相電流Ｉｕが流れている場合）に第１，第２Ｕ相トランジスタＴＵ１，ＴＵ２がオフ状態に設定されると、バッテリ１４の正極側端子に接続されたダイオードＤＵ１に電流が転流し、出力電圧が増大する。

このため、各相実電圧演算部６２ａ，６２ｂ，６２ｃは、例えば、乗算部８１と、符号判定部８２と、加算部８３とを備えて構成されている。
乗算部８１は、キャリア周波数出力部１５Ａから出力されるＰＤＵ１３のＰＷＭインバータ１３Ａのパルス幅変調（ＰＷＭ）の周期Ｔと、デッドタイム出力部１５Ｂから出力されるＰＤＵ１３のＰＷＭインバータ１３ＡのデッドタイムＴ_Ｄと、電圧検出器２４から出力されるバッテリ電圧Ｖｂとを乗算する。

符号判定部８２は、乗算部８１の算出結果を加算部８３に出力する際に付与する正負の符号を、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの極性に応じて設定する。
加算部８３は、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖと、各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの極性に応じて付与された正負の符号を有する乗算部８１の算出結果とを加算して得た値を、新たに、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｗ，Ｖｖｗ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖとして設定する。

つまり、ＰＷＭインバータ１３Ａの各相の実際の出力電圧（実電圧）Ｖ_Ｒは、相電圧指令値Ｖｍと、パルス幅変調（ＰＷＭ）の周期Ｔと、デッドタイムＴ_Ｄと、バッテリ１４の端子間電圧Ｖｂとに応じて、例えば下記数式（３）に示すように記述される。
各相実電圧演算部６２ａ，６２ｂ，６２ｃは、各相毎に下記数式（３）に基づき実電圧Ｖ_Ｒを算出し、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｗ，Ｖｖｗ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖとして設定する。

そして、第１減算部６２ｄは、補正後の各電圧指令値Ｖｕ，ＶｗからＵ相−Ｗ相間の線間電圧Ｖｕｗ（＝Ｖｕ−Ｖｗ）を算出し、第２減算部６２ｅは、補正後の各電圧指令値Ｖｖ，ＶｗからＶ相−Ｗ相間の線間電圧Ｖｖｗ（＝Ｖｖ−Ｖｗ）を算出する。

誘起電圧演算部６３は、出力電圧演算部４２から出力されるＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗと、２つの相電流検出器２５，２５から出力される検出値（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ）とに基づき、例えば下記数式（４）に示すように記述される線間電圧モデルでの回路方程式に基づき、ロータの回転角度に対する推定回転角度θ＾と実回転角度θとの角度差θｅ（＝θ−θ＾）の正弦値ｓｉｎθｅおよび余弦値ｃｏｓθｅからなる誘起電圧の正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃを算出する。

なお、上記数式（４）においては、ステータ巻線の回転位置に応じてインダクタンス成分値が変化するようなモータ１２の突極性を無視しており、ＶｕｗはＵ相−Ｗ相間の線間電圧（＝Ｖｕ−Ｖｗ）、ＶｖｗはＶ相−Ｗ相間の線間電圧（＝Ｖｖ−Ｖｗ）、ｒは相抵抗値、Ｌはインダクタンス成分（例えば、Ｌ＝（自己インダクタンスｌ−相互インダクタンスｍ）等）、ωはロータの回転角速度、Ｋｅは誘起電圧定数である。
なお、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、例えば下記数式（５）に示すように正弦波状である。

すなわち、誘起電圧演算部６３は、上記数式（４）に基づき、各線間電圧Ｖｕｗ，Ｖｖｗから相抵抗値ｒに係る電圧降下とインダクタンス成分Ｌに係る電圧降下とを減算して得た誘起電圧成分に対し、例えば下記数式（６），（７）に示すように、所定の推定回転角度θ＾を含む行列Ａを左から作用させ、角度差θｅの正弦値ｓｉｎθｅ及び余弦値ｃｏｓθｅに比例した値として誘起電圧の正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃを算出する。

このため、誘起電圧演算部６３は、例えば図８に示すように、各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔの２倍の値を出力する増幅部９１ａ，９１ｂと、各増幅部９１ａ，９１ｂの出力値と各電流微分値ｄＩｖ／ｄｔ，ｄＩｕ／ｄｔとを加算する各加算部９２ａ，９２ｂと、各加算部９２ａ，９２ｂの出力値とインダクタンス出力部１５Ｃから出力されるインダクタンス成分Ｌとを乗算する各乗算部９３ａ，９３ｂと、各乗算部９３ａ，９３ｂの出力値とキャリア周波数出力部１５Ａから出力されるＰＤＵ１３のＰＷＭインバータ１３Ａのパルス幅変調（ＰＷＭ）の周期Ｔとを乗算する各乗算部９４ａ，９４ｂと、線間電圧Ｖｕｗ，Ｖｖｗから各乗算部９４ａ，９４ｂの出力値を減算する減算部９５ａ，９５ｂと、前回の処理において後述する収束演算部６６により算出された推定回転角度θ＾に応じた各係数Ｋ１（例えば、ｃｏｓθ＾），Ｋ３（例えば、ｓｉｎθ＾）と減算部９５ａの出力値とを乗算する各乗算部９６ａ，９６ｃと、推定回転角度θ＾に応じた各係数Ｋ２（例えば、ｓｉｎ（θ＾−π／６）），Ｋ４（例えば、−ｃｏｓ（θ＾−π／６））と減算部９５ｂの出力値とを乗算する各乗算部９６ｂ，９６ｄと、各乗算部９６ａ，９６ｄの出力値を互いに加算して誘起電圧の正弦成分Ｖｓとして出力する加算部９７ａと、各乗算部９６ｂ，９６ｃの出力値を互いに加算して誘起電圧の余弦成分Ｖｃとして出力する加算部９７ｂとを備えて構成されている。

角速度状態量算出部６４は、下記数式（８）に示すように、回転角速度ωに比例する状態量として、回転角速度ωと誘起電圧定数Ｋｅとを乗算して得た値（ωＫｅ）を、誘起電圧演算部６３にて算出される誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃに基づき算出し、正規化部６５へ出力する。

正規化部６５は、誘起電圧演算部６３にて算出される誘起電圧の正弦成分Ｖｓを、角速度状態量算出部６４にて算出される回転角速度ωに比例する状態量（例えば、ωＫｅ）によって除算することで角度差θｅに近似される角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を算出し、収束演算部６６へ入力する。
すなわち、角度差θｅに回転角速度ω及び誘起電圧定数Ｋｅを乗算して得た値として角度差推定値θｅｓを設定すると、この角度差推定値θｅｓは、上記数式（７）での誘起電圧の正弦成分Ｖｓにおいて、正弦値ｓｉｎθｅを角度差θｅで近似（θｅ≒ｓｉｎθｅ）し、さらに、相抵抗値ｒによる電圧降下を無視して、例えば下記数式（９）に示すように記述される。

ここで、上記数式（９）において、例えばインダクタンス成分値Ｌに誤差ΔＬがあると、角度差推定値θｅｓは、例えば下記数式（１０）に示すように記述され、たとえ角度差θｅが一定値であっても、回転角速度ωに比例して誤差が増大することになる。
すなわち、下記数式（１０）において、誤差ΔＬを含む項（ωΔＬＩｑ）は、角度差θｅがゼロのときの角度差推定値θｅｓの誤差であって、回転角速度ωに比例して増大する。このため、モータ１２の相対的に高回転状態おいては、モータ１２の相対的に低回転状態に比べて、角度差推定値θｅｓの誤差が増大する。

ここで、上記数式（１０）による角度差推定値θｅｓを、回転角速度ωに比例する値ωＫ（Ｋは任意の定数）で除算すると、下記数式（１１）に示すように、角度差推定値θｅｓの誤差が回転角速度ωに依存しない値となる。

このため、収束演算部６６は、上記数式（９）に示すように角度差推定値θｅｓに近似される誘起電圧の正弦成分Ｖｓを、上記数式（８）に示すように角速度状態量算出部３２にて算出される回転角速度ωに比例する状態量（例えば、ωＫｅ）によって除算して得た値（Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２）、つまり角度差θｅに近似される角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を追従演算処理に対する入力値とする。
そして、収束演算部６６は、例えば下記数式（１２）に示すように、この入力値（つまり角度差θｅ）をゼロに収束させるようにして追従演算処理を行うことによって、推定回転角度θ＾および回転角速度推定値ω＾を逐次更新しつつ算出し、推定回転角度θ＾および回転角速度推定値ω＾の収束値を電流制御演算部２２の出力電圧演算部４２および電流変換部４４へ出力する。

なお、上記数式（１２）において、ｎは所定時間周期Δｔにて繰り返し実行される追従演算処理の実行回数を示す任意の自然数であり、Ｋ１は推定回転角度θ＾に係る制御ゲイン（フィードバックゲイン）であり、Ｋ２は回転角速度推定値ω＾に係る制御ゲイン（フィードバックゲイン）であり、Ｋ^〜は正負の符号を含む適宜の比例係数である。
また、上記数式（１２）において、ｏｆｆｓｅｔは、例えばモータ１２の相対的に低回転状態、あるいは、例えば実回転角度θを算出する際等において適宜に設定されるロータの回転角度である。

本実施形態によるモータ制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置１０の動作、特に、ｄｑ軸演算モデルによるセンサレス制御において各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔに基づき推定回転角度θ＾を算出する際に、各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖまたは各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａを選択する処理について添付図面を参照しながら説明する。

先ず、図９に示すステップＳ０１においては、トルク指令値Ｔｑを取得する。
次に、ステップＳ０２においては、前回の処理での回転角速度推定値ω＾に基づき、モータ１２の回転数Ｎｍを算出する。
次に、ステップＳ０３においては、少なくとも２つの相電流検出器２５，２５から出力される各相電流検出値（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｖ相電流Ｉｖ）を取得する。
次に、ステップＳ０４においては、ＰＤＵ１３に具備されるパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータ１３ＡのデッドタイムＴ_ＤとＰＤＵ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの極性とに応じて、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｗ，Ｖｖｗ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖを補正して、補正後の各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖを、各相の実電圧として設定する。

次に、ステップＳ０５においては、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作に関するアクセル操作量およびモータ１２の回転数Ｎｍ等に応じたトルク指令値Ｔｑの現在値、つまり今回の処理で取得した現在の時刻ｔ０でのトルク指令値Ｔｑ０と、１サンプル前の過去値、つまり直近の過去の時刻（例えば時刻ｔ１（＝ｔ０−Δｔ））でのトルク指令値Ｔｑ１とに基づき、トルク指令値の時間変化であるトルク変動（差分ΔＴｑ＝Ｔ１０―Ｔｑ１）を算出する。
そして、ステップＳ０６においては、差分ΔＴｑが所定閾値＃ΔＴｑよりも大きいか否かを判定する。
この判定結果が「ＮＯ」の場合には、後述するステップＳ０９に進む。
一方、この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ０７に進む。

そして、ステップＳ０７においては、現在の時刻ｔ０での電流検出値Ｉ０と、直近の過去の時刻（例えば時刻ｔ１（＝ｔ０−Δｔ））における電流検出値Ｉ１とからなる２つの電流検出値に基づき、例えば所定時間周期Δｔでの電流検出値の時間変化ΔＩ_０１（＝Ｉ０―Ｉ１）／Δｔを算出し、電流検出値の瞬時的な時間変化である各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａとして設定する。
そして、ステップＳ０８においては、各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａを各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔとして設定し、後述するステップＳ１２に進む。

また、ステップＳ０９においては、差分ΔＴｑが所定閾値＃ΔＴｑ以下である場合に、差分ΔＴｑが所定閾値＃ΔＴｑよりも大きい状態から所定閾値＃ΔＴｑ以下の状態に変化してからの経過時間が所定経過時間以内か否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、上述したステップＳ０７に進む。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ１０に進む。

そして、ステップＳ１０においては、現在の時刻ｔ０での電流検出値Ｉ０と、３サンプル前までの過去値、つまり時刻ｔ１（＝ｔ０−Δｔ）での電流検出値Ｉ１と、時刻ｔ２（＝ｔ１−Δｔ＝ｔ０−２Δｔ）での電流検出値Ｉ２と、時刻ｔ３（＝ｔ２−Δｔ＝ｔ０−３Δｔ）での電流検出値Ｉ３とに基づき、上記数式（２）によって所定時間周期Δｔにおける平均的な電流検出値の時間変化ΔＩを算出し、この時間変化ΔＩを所定時間周期Δｔで除算して得た単位時間あたりの電流検出値の時間変化ΔＩ／Δｔを、電流検出値の平均的な時間変化である各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖとして設定する。
そして、ステップＳ１１においては、各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖを各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔとして設定し、ステップＳ１２に進む。

そして、ステップＳ１２においては、設定した各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔと、各相の実電圧に基づき算出した線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｗ，Ｖｖｗ）とに基づき、ロータの回転角度に対する推定回転角度θ＾と実回転角度θとの角度差θｅ（＝θ−θ＾）の正弦値ｓｉｎθｅ及び余弦値ｃｏｓθｅに比例した値として誘起電圧の正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃを算出する。

そして、ステップＳ１３においては、誘起電圧の正弦成分Ｖｓを、角速度状態量算出部６４にて算出される回転角速度ωに比例する状態量（例えば、ωＫｅ）によって除算することで角度差θｅに近似される角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を算出する。
そして、ステップＳ１４においては、角度差θｅに近似される角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）をゼロに収束させるようにして追従演算処理を行うことによって、推定回転角度θ＾および回転角速度推定値ω＾を逐次更新しつつ算出し、一連の処理を終了する。

上述したように、本実施形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０によれば、トルク指令値Ｔｑの変動量が所定閾値＃ΔＴｑ以上である場合には電流検出値の瞬時的な時間変化である各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａを各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔとして設定として設定することにより、トルク指令値Ｔｑの急激な変化が生じるタイミングに対して、このトルク指令値Ｔｑの変化に応じて電流微分値各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔが変化するタイミングが遅れてしまうことを防止することができる。さらに、各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔにトルク指令値Ｔｑの変化量を適切に反映させることができ、ブラシレスＤＣモータ１２の過渡状態での追従性を向上させることができる。

さらに、トルク指令値Ｔｑの変動が所定閾値＃ΔＴｑ以上である状態から所定閾値＃ΔＴｑ未満である状態へと変化した際には、所定経過時間が経過するまで各瞬時電流微分値ＤＩｕ＿ｎａ，ＤＩｖ＿ｎａを各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔとして設定し、各平均電流微分値ＤＩｕ＿ａｖ，ＤＩｖ＿ａｖを各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔとして設定することを禁止することで、トルク指令値Ｔｑの変動が所定閾値＃ΔＴｑ以上である状態の影響がない各電流微分値ｄＩｕ／ｄｔ，ｄＩｖ／ｄｔを適切に設定することができる。

例えば図１０に示すように、トルク指令値Ｔｑの増大に応じて相電流がステップ状に増大した場合、相電流の検出値の現在値と３サンプル前までの過去値とからなる４つの電流検出値に基づき、平均値算出処理または最小二乗法により算出した平均的な電流微分値（例えば、図１０に示す４点平均または最小二乗法）では、トルク指令値Ｔｑの急激な変化が生じるタイミングに対して、このトルク指令値Ｔｑの変化に応じて電流微分値が変化するタイミングが遅れ、電流微分値が相対的に小さな値となっている。
これに対して、相電流の検出値の現在値と直近の過去での過去値とに基づき算出した瞬時的な電流微分値（例えば、図１０に示す瞬時値）では、トルク指令値Ｔｑの急激な変化が生じるタイミングと、このトルク指令値Ｔｑの変化に応じて電流微分値が変化するタイミングとが同等になり、電流微分値が相電流の変動量に応じた相対的に大きな値となる。

本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の構成図である。 図１に示す高回転時角度演算部の構成図である。 図２に示す相電流微分演算部の構成図である。 時系列データをなす相電圧指令値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３および電流検出値Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の時間変化の一例を示すグラフ図である。 図２に示す線間電圧演算部の構成図である。 図１に示すＰＤＵに具備されるＰＷＭインバータの構成図である。 ＰＷＭインバータのデッドタイムにおいて発生する電流の転流を示す図である。 図２に示す誘起電圧正弦・余弦成分演算部の構成図である。 本発明の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の動作を示すフローチャートである。 相電流の変化と、瞬時値による相電流微分値と、４点平均による相電流微分値と、最小二乗法による相電流微分値との変化の各一例を示すグラフ図である。

符号の説明

１０ ブラシレスＤＣモータの制御装置
１３Ａ ＰＷＭインバータ（通電切換手段）
５２ 高回転時角度演算部（角度演算手段）
６３ 誘起電圧正弦・余弦成分演算部（角度誤差算出手段）
７５ 相電流微分出力部（瞬時電流微分値設定手段、平均電流微分値設定手段）
ステップＳ０５ 検知手段

Claims (5)

1. 永久磁石を有するロータと、このロータを回転させる回転磁界を発生する複数相のステータ巻線を有するステータとを備えたブラシレスＤＣモータを、トルク指令値に応じて複数のスイッチング素子からなり前記ステータ巻線への通電を順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、
   前記複数相の相電流の電流微分値に基づき、前記ロータの回転角度を演算する角度演算手段と、
   前記トルク指令値の変動量が所定値よりも大きい場合に、前記相電流の瞬時的な変化に基づき算出される瞬時電流微分値を前記電流微分値として設定する瞬時電流微分値設定手段と、
   前記トルク指令値の変動が所定値以下である場合に、前記相電流の平均的な変化に基づき算出される平均電流微分値を前記電流微分値として設定する平均電流微分値設定手段とを備えることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
2. 前記瞬時電流微分値設定手段は、前記トルク指令値の変動が所定値よりも大きい状態から前記トルク指令値の変動が所定値以下である状態へと変化してからの経過時間が所定時間以内である場合に、前記瞬時電流微分値を前記電流微分値として設定することを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
3. 前記角度演算手段は、前記電流微分値と、前記ステータ巻線の入力側における前記複数相間の相電圧の差である線間電圧とに基づき、前記ロータの回転角度を演算することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
4. 前記ロータの回転角度に対する推定回転角度と実回転角度との角度差の正弦値および余弦値を算出する角度誤差算出手段を備え、
   前記角度演算手段は、前記角度誤差算出手段により算出される前記角度差の正弦値および余弦値に基づき、前記ロータの回転角度を演算することを特徴とする請求項１から請求項３の何れかひとつに記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
5. 前記ロータは前記ブラシレスＤＣモータおよび内燃機関を駆動源として搭載するハイブリッド車両の駆動軸に連結され、
   前記トルク指令値の変動量を運転者のアクセル操作量の変化に連動して検知する検知手段を備えることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。

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