JP2004343963A - ブラシレスｄｃモータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ブラシレスＤＣモータの位置センサレス制御において、誘起電圧に基づきロータの回転角度を推定する際の推定精度を向上させる
【解決手段】モデル演算部５０は、ｄｑ−３相変換部２５から出力される各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと、相電流検出器２７，２７から出力される各相電流Ｉｕ，Ｉｗとに基づく線間電圧モデルの回路方程式により、ロータの回転角度に対する推定回転角度θ^＾と実回転角度θとの角度差θｅの正弦値ｓｉｎθｅ及び余弦値ｃｏｓθｅからなる誘起電圧の正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃを算出する。正規化部３３は、誘起電圧の正弦成分Ｖｓを、正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃに基づき算出した回転角速度ωに比例する状態量（ωＫｅ）によって除算することで角度差θｅに近似される角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を算出し、追従演算処理の入力値としてオブザーバ１７へ入力する。
【選択図】 図１０

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、永久磁石を有するロータと、このロータを回転させる回転磁界を発生するステータとを備えたブラシレスＤＣモータの制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、例えば燃料電池車両や電気自動車やハイブリッド車両等のように、車両走行用の動力源として、界磁に永久磁石を利用したブラシレスＤＣモータを搭載した車両が知られている。
このようなブラシレスＤＣモータの制御装置としては、例えばブラシレスＤＣモータの各相に供給される相電流を測定して、相電流の測定値をロータに同期して回転する直交座標、例えばロータの磁束の方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としたｄｑ座標上でのｄ軸電流及びｑ軸電流に変換して、このｄｑ座標上で電流の指令値と測定値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う制御装置が知られている。
【０００３】
すなわち、ｄｑ座標上での電流の指令値と測定値との各偏差つまりｄ軸電流偏差およびｑ軸電流偏差から、例えばＰＩ動作等によりｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値が演算され、次に、これらのｄ軸電圧指令値およびｑ軸電圧指令値からブラシレスＤＣモータの各相、例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相に供給される相電圧に対する各電圧指令値が演算される。そして、これらの各電圧指令値が、例えばトランジスタ等のスイッチング素子からなるインバータにスイッチング指令として入力され、これらのスイッチング指令に応じてインバータからブラシレスＤＣモータを駆動するための交流電力が出力される。
【０００４】
このような制御装置においては、例えば電流の座標変換処理等においてロータの回転角度つまりロータの磁極位置の情報が必要とされるが、この回転角度を検出する位置検出センサを省略し、ロータの磁極位置に係る誘起電圧に基づいてロータの回転角度を推定するセンサレス制御が知られている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００５】
【非特許文献１】
松井、「‘９３モータ技術シンポジウム‘９３モータゼネラルセッション」、社団法人日本能率協会、１９９３年４月１６日、Ｂ４−３−１〜Ｂ４−３−１０
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、上記従来技術の一例に係るブラシレスＤＣモータのセンサレス制御においては、先ず、ロータの実回転角度に同期したｄｑ座標に対して位相差Δθを有するロータの推定回転角度に同期したγδ座標上での回路方程式に基づき、位相差Δθが十分に小さいときに位相差Δθの正弦値（ｓｉｎΔθ）は位相差Δθに近似可能（ｓｉｎΔθ≒Δθ）であることを利用して、位相差Δθの正弦値（ｓｉｎΔθ）を含む誘起電圧の正弦成分を算出する。
そして、位相差Δθがゼロの場合におけるロータの回転角速度を、例えばＰＩ（比例積分）動作により誘起電圧の正弦成分を制御増幅して得た値によって補正し、この補正によって得た値をγδ軸の回転角速度とし、さらに、このγδ軸の回転速度を時間積分してロータの回転角度を推定している。
【０００７】
しかしながら、誘起電圧の正弦成分を算出するγδ座標上での回路方程式において、例えばインダクタンス成分値等に誤差があると、誘起電圧の正弦成分の誤差はロータの角速度に比例して増大する。このため、誘起電圧の正弦成分に対するＰＩ動作に基づき推定したロータの回転角度においては、ブラシレスＤＣモータの回転数が高くなるほど誤差が増大してしまうという問題がある。
特に、ブラシレスＤＣモータが車両の駆動源として搭載された場合、ロータの角速度は頻繁に大きく変動することから、例えばブラシレスＤＣモータの脱調等が頻繁に発生すると、車両の走行性が悪化してしまうという問題が生じる。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、ブラシレスＤＣモータの位置センサレス制御において、誘起電圧に基づきロータの回転角度を推定する際の推定精度を向上させることが可能なブラシレスＤＣモータの制御装置を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決して係る目的を達成するために、請求項１に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置は、永久磁石を有するロータと、このロータを回転させる回転磁界を発生する複数相のステータ巻線を有するステータとを備えたブラシレスＤＣモータを、複数のスイッチング素子からなり前記ステータ巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、実施の形態でのパワードライブユニット（ＰＤＵ）１３）により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記ステータ巻線の入力側における前記複数相間の相電圧の差である線間電圧と前記複数相の相電流とに基づき、前記ロータの回転角度に対する推定回転角度（例えば、実施の形態での推定回転角度θ^＾）と実回転角度（例えば、実施の形態での実回転角度θ）との角度差（例えば、実施の形態での角度差θｅ）の正弦値および余弦値を算出する角度誤差算出手段（例えば、実施の形態でのモデル演算部５０）と、前記角度差の正弦値および余弦値に基づき、前記ロータの回転角度を演算するオブザーバ（例えば、実施の形態でのオブザーバ１７）とを備えることを特徴としている。
【０００９】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、角度誤差算出手段は、ステータ巻線の入力側における複数相間の相電圧の差である線間電圧と複数相の相電流とに基づく線間電圧モデルによって、ロータの磁極位置に係る誘起電圧の位相角つまり、ロータの回転角度に対する推定回転角度と実回転角度との角度差の正弦値および余弦値を算出する。
オブザーバは、角度誤差算出手段にて算出された角度差の正弦値および余弦値に基づき、例えば前回の処理において算出したロータの回転角度および角速度を算出パラメータとして、前回の処理において算出された推定回転角度と実回転角度との角度差をゼロに収束させるようにして追従演算処理を行い、算出パラメータを逐次更新しつつ算出する。
これにより、線間電圧モデルを用いることで相電流の電流波形および相電圧の電圧波形に関わらず、例えば電流波形および電圧波形が正弦波から歪んでいたり、例えば正弦波以外の波形であっても、推定回転角度を精度よく推定することができ、さらに、例えば電流波形が適宜の正弦波状であれば、ブラシレスＤＣモータが突極性を有するか否かに関わりなく、つまり突極性を有する場合であっても推定回転角度を精度よく推定することができる。
【００１０】
さらに、請求項２に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記角度誤差算出手段は、前記角度差の正弦値および余弦値からなる誘起電圧の正弦成分および余弦成分を算出するものであって、前記誘起電圧の正弦成分および余弦成分に基づき、前記ロータの角速度に比例した状態量を算出する角速度状態量算出手段（例えば、実施の形態での角速度状態量算出部３２）と、前記ロータの角速度に比例した状態量によって前記誘起電圧の正弦成分を除算する正規化手段（例えば、実施の形態での正規化部３３）とを備えることを特徴としている。
【００１１】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、正規化手段は、角度誤差算出手段にて算出される誘起電圧の正弦成分を、角速度状態量算出手段にて算出されるロータの角速度に比例した状態量によって除算し、この除算によって得られた値を、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値としてオブザーバへ入力する。
すなわち、オブザーバは推定回転角度と実回転角度との角度差をゼロに収束させるようにして追従演算処理を行うものであるから、この角度差あるいは角度差に係る値が入力値としてオブザーバに入力される。ここで、角度差が十分に小さい値であれば、この角度差の正弦値は角度差の値に近似可能であるから、角度誤差算出手段は、この角度差の正弦値を含む誘起電圧の正弦成分を線間電圧モデルに基づき算出し、オブザーバへ入力する。
ここで、例えば線間電圧モデルにて用いられるインダクタンス成分値等に誤差があると、誘起電圧の正弦成分の誤差はロータの角速度に比例して増大する。従って、誘起電圧の正弦成分をロータの角速度に比例した状態量によって除算することによって、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値の誤差はロータの角速度に依存しない値となり、推定回転角度を精度よく推定することができる。
【００１２】
さらに、請求項３に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記角度誤差算出手段は、前記角度差の正弦値および余弦値からなる誘起電圧の正弦成分および余弦成分を算出するものであって、前記ブラシレスＤＣモータの回転数を検出する回転数検出手段（例えば、実施の形態でのエンジン回転数センサ３５）と、前記ブラシレスＤＣモータの回転数に基づき、前記ロータの角速度を算出する角速度算出手段（例えば、実施の形態での角速度算出部３６）と、前記ロータの角速度によって前記誘起電圧の正弦成分を除算する正規化手段（例えば、実施の形態での正規化部３３）とを備えることを特徴としている。
【００１３】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、正規化手段は、角度誤差算出手段にて用いられる誘起電圧の正弦成分を、回転数検出手段にて検出されるロータの角速度によって除算し、この除算によって得られた値を、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値としてオブザーバへ入力する。
これにより、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値の誤差はロータの角速度に依存しない値となり、推定回転角度を精度よく推定することができる。
また、例えばブラシレスＤＣモータが、内燃機関と共に駆動源としてハイブリッド車両に搭載されている場合には、回転数検出手段は、内燃機関の回転数を検出するエンジン回転数センサからの出力に基づき、ロータの角速度を検出することができ、装置構成を簡略化することができる。
【００１４】
さらに、請求項４に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記角度誤差算出手段は、前記角度差の正弦値および余弦値からなる誘起電圧の正弦成分および余弦成分を算出するものであって、前記誘起電圧の正弦成分および余弦成分に前記推定回転角度に応じた所定係数を作用させる係数作用手段（例えば、実施の形態での係数作用部５１）と、前記相電流の微分値を算出する相電流微分値算出手段（例えば、実施の形態での相電流微分値算出部５２）とを備え、下記数式（２）に基づいて、前記角度差の正弦値および余弦値を算出することを特徴としている。
ここで
ｒ：相抵抗値
Ｖ_１：第１線間電圧
Ｖ_２：第２線間電圧
Ｉ_１：第１相電流
Ｉ_２：第２相電流
ｌ：自己インダクタンス
ｍ：相互インダクタンス
θ^＾：推定回転角度
θｅ：推定回転角度と実回転角度との角度差
ω：ロータの回転角速度
Ｋｅ：誘起電圧定数
Ｖｓ：誘起電圧の正弦成分
Ｖｃ：誘起電圧の余弦成分
としている。
【００１５】
【数２】

【００１６】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、線間電圧モデルに係る上記数式（２）を用いることで相電流の電流波形および相電圧の電圧波形に関わらず、例えば電流波形および電圧波形が正弦波から歪んでいたり、例えば正弦波以外の波形であっても、推定回転角度を精度よく推定することができ、さらに、例えば電流波形が適宜の正弦波状であれば、ブラシレスＤＣモータが突極性を有するか否かに関わりなく、つまり突極性を有する場合であっても推定回転角度を精度よく推定することができる。
【００１７】
さらに、請求項５に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記相電流微分値算出手段は、時系列データをなす前記相電流の電流検出値のうち、少なくとも３つの前記電流検出値に対する過去の所定時刻での単位時間あたりの前記電流検出値の変化を最小二乗法により算出するものであって、前記線間電圧を算出するための前記複数相の相電圧に対し、前記過去の所定時刻に係る時間遅れを補正する相電圧補正手段（例えば、実施の形態での相電圧補正部５３）と、前記複数相の相電流を回転直交座標をなすｄｑ座標上でのｄ軸電流およびｑ軸電流に変換し、前記ｄｑ座標上で電流の指令値と検出値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う際に用いる前記ロータの回転角度に係る制御角度（例えば、実施の形態での制御用角度θｃ）に対し、前記適宜の過去の時刻に係る時間遅れを補正する制御角度補正手段（例えば、実施の形態での制御角度補正部４２）とを備えることを特徴としている。
【００１８】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、相電流微分値算出手段は時系列データをなす複数の電流検出値から電流微分値を算出することから、算出された電流微分値は過去の所定時刻における値となる。この時間遅れに対応して、線間電圧を算出するための相電圧および電流のフィードバック処理に用いる制御角度を補正することで、推定回転角度を精度よく推定することができる。
【００１９】
また、請求項６に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記通電切換手段は前記複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路（例えば、実施の形態でのブリッジ回路１３ａ）を具備し、前記ブリッジ回路において各前記複数相毎に直列に接続された２つの前記スイッチング素子をオフ状態に設定する期間であるデッドタイム（例えば、実施の形態でのデッドタイムＴ_Ｄ）と、前記相電流の極性とに基づき、前記線間電圧を算出するための前記複数相の相電圧を補正するデッドタイム補正手段（例えば、実施の形態でのデッドタイム補正部５４）を備えることを特徴とている。
【００２０】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、通電切換手段の出力電圧の大きさは、通電切替手段のデッドタイムの長さおよび相電流の正負の極性および通電切替手段に供給される電源電圧等に応じて変動し、この出力電圧の変動に伴い誘起電圧の位相が変動することになる。このため、線間電圧を算出するための複数相の相電圧に対してデッドタイムの補正を行うことで、推定回転角度を精度よく推定することができる。
【００２１】
さらに、請求項７に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、永久磁石を有するロータと、このロータを回転させる回転磁界を発生する複数相のステータ巻線を有するステータとを備えたブラシレスＤＣモータを、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧からなる２相電圧から変換されてなる複数相電圧に応じて、複数のスイッチング素子からなり前記ステータ巻線への通電を順次転流させる通電切換手段（例えば、実施の形態でのパワードライブユニット（ＰＤＵ）１３）により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、前記ｄ軸電圧および前記ｑ軸電圧とインダクタンス成分値とｄ軸電流およびｑ軸電流とに基づき前記ブラシレスＤＣモータの状態を記述するｄｑ軸演算モデルにより、誘起電圧の正弦成分および余弦成分に基づき、前記ロータの回転角度に対する推定回転角度と実回転角度との角度差の正弦値および余弦値を算出する角度誤差算出手段（例えば、実施の形態でのモデル演算部３１）と、前記誘起電圧の正弦成分および余弦成分に基づいて算出される前記ロータの角速度に比例した状態量、または、前記ブラシレスＤＣモータの回転数の検出値に基づいて算出される前記ロータの角速度によって、前記誘起電圧の正弦成分を除算する正規化手段（例えば、実施の形態での正規化部３３）と、前記角度差の正弦値および余弦値に基づき、前記ロータの回転角度を演算するオブザーバ（例えば、実施の形態でのオブザーバ１７）とを備えることを特徴としている。
【００２２】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、正規化手段は、角度誤差算出手段にて算出される誘起電圧の正弦成分を、ロータの角速度あるいはロータの角速度に比例した状態量によって除算し、この除算によって得られた値を、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値としてオブザーバへ入力する。
すなわち、オブザーバは推定回転角度と実回転角度との角度差をゼロに収束させるようにして追従演算処理を行うものであるから、この角度差あるいは角度差に係る値が入力値としてオブザーバに入力される。ここで、角度差が十分に小さい値であれば、この角度差の正弦値は角度差の値に近似可能であるから、角度誤差算出手段は、この角度差の正弦値を含む誘起電圧の正弦成分をｄｑ軸演算モデルに基づき算出し、オブザーバへ入力する。
ここで、例えばｄｑ軸演算モデルにて用いられるインダクタンス成分値等に誤差があると、誘起電圧の正弦成分の誤差はロータの角速度に比例して増大する。従って、誘起電圧の正弦成分をロータの角速度あるいはロータの角速度に比例した状態量によって除算することによって、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値の誤差はロータの角速度に依存しない値となり、推定回転角度を精度よく推定することができる。
【００２３】
さらに、請求項８に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記オブザーバは、前記角度差の余弦値が負の値であるときに前記角度差を補正する角度差補正手段（例えば、実施の形態での角度差補正部３４）を備えることを特徴としている。
【００２４】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値として角度差の正弦値を含む誘起電圧の正弦成分が入力される際には、角度差が十分に小さい値であって、この角度差の正弦値は角度差の値に近似可能な状態であるとされているから、例えば角度差の余弦値が負の値となる状態、つまり角度差の絶対値がπ／２よりも大きい場合には、角度差の正弦値が近似されてなる角度差の値を補正することによって、推定回転角度を精度よく推定することができる。
【００２５】
さらに、請求項９に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置では、前記オブザーバは、前記角度差の正弦値および余弦値の各絶対値の大小関係に応じて前記角度差を補正する角度差補正手段（例えば、実施の形態での角度差補正部３４）を備えることを特徴としている。
【００２６】
上記構成のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値として角度差の正弦値を含む誘起電圧の正弦成分が入力される際には、角度差が十分に小さい値であって、この角度差の正弦値は角度差の値に近似可能な状態であるとされているから、例えば角度差の正弦値が角度差の余弦値よりも大きい値となる状態、つまり角度差の絶対値がπ／４よりも大きい場合には、角度差の正弦値が近似されてなる角度差の値を補正することによって、推定回転角度を精度よく推定することができる。
【００２７】
【発明の実施の形態】
以下、本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置の第１の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この第１の実施形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０（以下、単に、モータ制御装置１０と呼ぶ）は、例えばハイブリッド車両に内燃機関１１と共に駆動源として搭載されるブラシレスＤＣモータ１２（以下、単に、モータ１２と呼ぶ）を駆動制御するものであって、このモータ１２は、内燃機関１１と直列に直結され、界磁に利用する永久磁石を有するロータ（図示略）と、このロータを回転させる回転磁界を発生するステータ（図示略）とを備えて構成されている。
モータ制御装置１０は、例えば図１に示すように、パワードライブユニット（ＰＤＵ）１３と、バッテリ１４と、制御部１５と、角度誤差算出部１６と、オブザーバ１７とを備えて構成されている。
【００２８】
このモータ制御装置１０において、複数相（例えば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相）のモータ１２の駆動および回生作動は制御部１５から出力される制御指令を受けてパワードライブユニット（ＰＤＵ）１３により行われる。
ＰＤＵ１３は、例えばトランジスタのスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路を具備するパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータを備え、モータ１２と電気エネルギーの授受を行う高圧系のバッテリ１４が接続されている。
ＰＤＵ１３は、例えばモータ１２の駆動時に、制御部１５から出力される指令値（Ｕ相交流電圧指令値Ｖｕ，Ｖ相交流電圧指令値Ｖｖ，Ｗ相交流電圧指令値Ｖｗ）に基づき、バッテリ１４から供給される直流電力を３相交流電力に変換し、３相のモータ１２のステータ巻線への通電を順次転流させることで各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じたＵ相電流Ｉｕ及びＶ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗをモータ１２の各相へと出力する。
【００２９】
制御部１５は、回転直交座標をなすｄｑ座標上で電流のフィードバック制御を行うものであり、Ｉｄ指令及びＩｑ指令に基づいて各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを算出し、ＰＤＵ１３へパルス幅変調信号を入力すると共に、実際にＰＤＵ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをｄｑ座標上に変換して得たｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑと、Ｉｄ指令及びＩｑ指令との各偏差がゼロとなるように制御を行う。
この制御部１５は、例えば、電流指令入力部２１と、減算器２２，２３と、電流フィードバック制御部２４と、ｄｑ−３相変換部２５と、３相−ｄｑ変換部２６とを備えて構成されている。
【００３０】
電流指令入力部２１は、例えば、運転者によるアクセルペダルの踏み込み操作に関するアクセル操作量やモータ１２の回転数等に応じて必要とされるトルク値をモータ１２に発生させるためのトルク指令値に基づき、ＰＤＵ１３からモータ１２に供給する各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを指定するための電流指令を演算しており、この電流指令は、回転する直交座標上でのＩｄ指令及びＩｑ指令として減算器２２，２３へ出力されている。
この回転直交座標をなすｄｑ座標は、例えばロータの永久磁石による界磁極の磁束方向をｄ軸（界磁軸）とし、このｄ軸と直交する方向をｑ軸（トルク軸）としており、モータ１２のロータ（図示略）と共に同期して電気角速度ω（以下、単に、回転角速度ωと呼ぶ）で回転している。これにより、ＰＤＵ１３からモータ１２の各相に供給される交流信号に対する電流指令として、直流的な信号であるＩｄ指令及びＩｑ指令を与えるようになっている。
【００３１】
減算器２２はＩｄ指令とｄ軸電流Ｉｄとの偏差ΔＩｄを算出し、減算器２３はＩｑ指令とｑ軸電流Ｉｑとの偏差ΔＩｑを算出する。各減算器２２，２３から出力された偏差ΔＩｄ及び偏差ΔＩｑは、電流フィードバック制御部２４に入力されている。
電流フィードバック制御部２４は、例えばＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出する。電流フィードバック制御部２４から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑはｄｑ−３相変換部２５に入力されている。
【００３２】
ｄｑ−３相変換部２５は、後述するオブザーバ１７から入力されるロータの回転角度に対する推定回転角度θ^＾を用いて、ｄｑ座標上でのｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑを、静止座標である３相交流座標上でのＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗに変換する。
ｄｑ−３相変換部２５から出力される各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ＰＤＵ１３のスイッチング素子をオン／オフさせるためのスイッチング指令（例えば、パルス幅変調信号）としてＰＤＵ１３に入力されている。
【００３３】
３相−ｄｑ変換部２６は、後述するオブザーバ１７から入力されるロータの回転角度に対する推定回転角度θ＾を用いて、静止座標上における電流である各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、モータ１２の回転位相による回転座標すなわちｄｑ座標上でのｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑに変換する。このため、３相−ｄｑ変換部２６には、モータ１２の各相のステータ巻線に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する少なくとも２つの相電流検出器２７，２７から出力される検出値（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｗ相電流Ｉｗ）が入力されている。そして、３相−ｄｑ変換部２６から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑは減算器２２，２３に出力されている。
【００３４】
角度誤差算出部１６は、ロータの回転角度に対する推定回転角度θ^＾と実回転角度θとの角度差θｅ（＝θ−θ^＾）が相対的に小さい値である場合に角度差θｅを正弦値ｓｉｎθｅで近似可能（θｅ≒ｓｉｎθｅ）であることを利用して、例えばｄｑ軸演算モデルによる回路方程式に含まれる角度差θｅの正弦値ｓｉｎθｅおよび余弦値ｃｏｓθｅに基づき角度差θｅを算出し、オブザーバ１７へ出力する。
この角度誤差算出部１６は、例えば、モデル演算部３１と、角速度状態量算出部３２と、正規化部３３とを備えて構成されている。
【００３５】
モデル演算部３１は、電流フィードバック制御部２４から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと、３相−ｄｑ変換部２６から出力されるｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとに基づき、例えば下記数式（３）に示すように記述されるｄｑ座標上での回路方程式により、角度差θｅの正弦値ｓｉｎθｅおよび余弦値ｃｏｓθｅからなる誘起電圧の正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃを算出する。なお、下記数式（３）において、ωはロータの回転角速度、Ｋｅは誘起電圧定数、ｒは相抵抗値、Ｌはインダクタンス成分値である。
【００３６】
【数３】

【００３７】
角速度状態量算出部３２は、後述する正規化部３３での正規化処理にて用いる回転角速度ωに比例する状態量として、例えば下記数式（４）に示すように、回転角速度ωと誘起電圧定数Ｋｅとを乗算して得た値（ωＫｅ）を、モデル演算部３１にて算出される誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃに基づき算出し、正規化部３３へ出力する。
【００３８】
【数４】

【００３９】
正規化部３３は、モデル演算部３１にて算出される誘起電圧の正弦成分Ｖｓを、角速度状態量算出部３２にて算出される回転角速度ωに比例する状態量（例えば、ωＫｅ）によって除算することで角度差θｅに近似される角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を算出し、オブザーバ１７へ入力する。
すなわち、角度差θｅに回転角速度ω及び誘起電圧定数Ｋｅを乗算して得た値として角度差推定値θｅｓを設定すると、この角度差推定値θｅｓは、上記数式（３）での誘起電圧の正弦成分Ｖｓにおいて、正弦値ｓｉｎθｅを角度差θｅで近似（θｅ≒ｓｉｎθｅ）し、さらに、相抵抗値ｒによる電圧降下を無視して、例えば下記数式（５）に示すように記述される。
【００４０】
【数５】

【００４１】
ここで、上記数式（５）において、例えばインダクタンス成分値Ｌに誤差ΔＬがあると、角度差推定値θｅｓは、例えば下記数式（６）に示すように記述され、たとえ角度差θｅが一定値であっても、回転角速度ωに比例して誤差が増大することになる。
すなわち、下記数式（６）において、誤差ΔＬを含む項（ωΔＬＩｑ）は、角度差θｅがゼロのときの角度差推定値θｅｓの誤差であって、回転角速度ωに比例して増大する。このため、例えば図２に示すように、モータ１２の相対的に高回転状態（例えば図２に示す点線Ｈ）おいては、モータ１２の相対的に低回転状態（例えば図２に示す実線Ｌ）に比べて、角度差推定値θｅｓの誤差が増大する。
【００４２】
【数６】

【００４３】
ここで、上記数式（６）による角度差推定値θｅｓを、回転角速度ωに比例する値ωＫ（Ｋは任意の定数）で除算すると、下記数式（７）に示すように、角度差推定値θｅｓの誤差が回転角速度ωに依存しない値となる。
【００４４】
【数７】

【００４５】
このため、オブザーバ１７は、上記数式（５）に示すように角度差推定値θｅｓに近似される誘起電圧の正弦成分Ｖｓを、上記数式（４）に示すように角速度状態量算出部３２にて算出される回転角速度ωに比例する状態量（例えば、ωＫｅ）によって除算して得た値（Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２）、つまり角度差θｅに近似される角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を追従演算処理に対する入力値とする。そして、オブザーバ１７は、例えば下記数式（８）に示すように、この入力値（つまり角度差θｅ）をゼロに収束させるようにして追従演算処理を行うことによって、推定回転角度θ＾を逐次更新しつつ算出し、推定回転角度θ＾の収束値を制御部１５のｄｑ−３相変換部２５および３相−ｄｑ変換部２６へ出力する。
なお、下記数式（８）において、ｎは所定時間周期Δｔにて繰り返し実行される追従演算処理の実行回数を示す任意の自然数であり、Ｋ１は推定回転角度θ＾に係る制御ゲイン（フィードバックゲイン）であり、Ｋ２は回転角速度推定値ω^＾に係る制御ゲイン（フィードバックゲイン）であり、Ｋ^〜は正負の符号を含む適宜の比例係数である。
また、下記数式（８）において、ｏｆｆｓｅｔは、例えばモータ１２の相対的に低回転状態おいて、あるいは、例えば実回転角度θを算出する際等において適宜に設定されるロータの回転角度である。
【００４６】
【数８】

【００４７】
第１の実施形態によるモータ制御装置１０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置１０の動作、特に、ｄｑ軸演算モデルによるセンサレス制御において推定回転角度θ^＾を算出する処理について添付図面を参照しながら説明する。
【００４８】
先ず、図３に示すステップＳ０１においては、相電流検出器２７，２７から出力される各相電流の電流値の検出結果、例えばＵ相電流Ｉｕ，Ｗ相電流Ｉｗを取得する。
次に、ステップＳ０２においては、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ及びｑ軸電圧指令値Ｖｑと、ｄ軸電流Ｉｄ及びｑ軸電流Ｉｑとに基づき、例えば上記数式（３）に示すように記述されるｄｑ座標上での回路方程式により、角度差θｅの正弦値ｓｉｎθｅおよび余弦値ｃｏｓθｅからなる誘起電圧の正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃを算出する。
【００４９】
次に、ステップＳ０３においては、誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃに基づき、例えば上記数式（４）に示すように、回転角速度ωに比例する状態量（ωＫｅ）を算出し、この状態量（ωＫｅ）によって誘起電圧の正弦成分Ｖｓを除算し、角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を算出する。
次に、ステップＳ０４においては、角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）に対し、例えば上記数式（８）に示すように、角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を追従演算処理に対する入力値として、この入力値（つまり角度差θｅ）をゼロに収束させるようにして追従演算処理を行うことによって推定回転角度θ＾および回転角速度推定値ω^＾を逐次更新しつつ算出し、一連の処理を終了する。
【００５０】
上述したように、第１の実施形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置１０によれば、オブザーバ１７において、例えば回転角速度ωによる正規化を行っていない角度差推定値θｅｓを追従演算処理に対する入力値として推定回転角度θ＾を算出する場合に比べて、回転角速度ωによる正規化を行って得た角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を追従演算処理に対する入力値として設定することにより、推定回転角度θ＾の算出精度を向上させることができる。
【００５１】
なお、上述した第１の実施形態においては、オブザーバ１７において、回転角速度ωに比例する状態量（例えば、ωＫｅ）によって誘起電圧の正弦成分Ｖｓを除算して得た角度差近似値（Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２）を追従演算処理に対する入力値として推定回転角度θ＾を算出するとしたが、これに限定されず、第１の実施形態の第１変形例においては、例えば角度差近似値（Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２）を、下記数式（９）に示すように、さらに誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃの各絶対値の大小に応じて近似し、この近似値（例えば、Ｖｓ／｜Ｖｓ｜またはＶｓ／｜Ｖｃ｜）を追従演算処理に対する入力値として推定回転角度θ＾を算出してもよい。
この場合、回転角速度ωに比例する状態量（ωＫｅ）によって誘起電圧の正弦成分Ｖｓを除算して得た角度差近似値（Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２）のうち、特に、平方根（（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２）の算出処理によって処理時間が過剰に長くなることを防止することができる。
【００５２】
【数９】

【００５３】
また、第１の実施形態の第２変形例においては、誘起電圧の余弦成分Ｖｃの符号の正負に応じて誘起電圧の正弦成分Ｖｓを補正することによって、追従演算処理に対する入力値とする角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を補正する角度差補正処理を実行してもよい。
この第１の実施形態の第２変形例においては、例えば図４に示すように、上述したステップＳ０３での正規化処理の実行後に、ステップＳ１１に進み、後述する角度差補正処理を実行し、次に、上述したステップＳ０４での追従演算処理を実行する。
【００５４】
上述したステップＳ１１での角度差補正処理では、先ず、例えば図５に示すステップＳ２１において、誘起電圧の余弦成分Ｖｃがゼロ未満か否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合、つまり誘起電圧の余弦成分Ｖｃの符号が正である場合には、ステップＳ２２に進み、追従演算処理の入力値とする角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）つまり角度差θｅを、Ｖｓ／Ｖｃとし、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合、つまり誘起電圧の余弦成分Ｖｃの符号が負である場合には、ステップＳ２３に進み、追従演算処理の入力値とする角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）つまり角度差θｅを、Ｖｓ／｜Ｖｓ｜とし、一連の処理を終了する。
【００５５】
すなわち、例えば図６に示すように、実角度誤差つまり実際の角度差θｅの絶対値がπ／２以下の範囲では、角度差θｅを正弦値ｓｉｎθｅで近似可能（θｅ≒ｓｉｎθｅ）であるから、追従演算処理に対する入力値として、誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃに基づき算出した正弦値ｓｉｎθｅ（＝Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒Ｖｓ／Ｖｃ）を設定する。
一方、実角度誤差の絶対値がπ／２を超える範囲では、角度差θｅと正弦値ｓｉｎθｅとの差が大きくなるので、角度差θｅを正弦値ｓｉｎθｅで近似せずに、追従演算処理に対する入力値として、１または−１を設定する。
これにより、オブザーバ１７での追従演算処理に対して追従性を向上させることができる。
【００５６】
また、第１の実施形態の第３変形例においては、誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃの各絶対値の大小関係に応じて誘起電圧の正弦成分Ｖｓを補正することによって、追従演算処理に対する入力値とする角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を補正する角度差補正処理を実行してもよい。
この第１の実施形態の第３変形例においては、上述したステップＳ１１での角度差補正処理として、先ず、例えば図７に示すステップＳ３１において、誘起電圧の余弦成分Ｖｃが誘起電圧の正弦成分Ｖｓの絶対値｜Ｖｓとりも大きいか否かを判定する。
この判定結果が「ＹＥＳ」の場合には、ステップＳ３２に進み、追従演算処理に対する入力値とする角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）つまり角度差θｅをＶｓ／Ｖｃとし、一連の処理を終了する。
一方、この判定結果が「ＮＯ」の場合には、ステップＳ３３に進み、追従演算処理に対する入力値とする角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）つまり角度差θｅをＶｓ／｜Ｖｓ｜とし、一連の処理を終了する。
【００５７】
すなわち、例えば図８に示すように、実角度誤差つまり実際の角度差θｅの絶対値がπ／４以下の範囲では、角度差θｅを正弦値ｓｉｎθｅで近似可能（θｅ≒ｓｉｎθｅ）であるから、追従演算処理に対する入力値として、誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃに基づき算出した正弦値ｓｉｎθｅ（＝Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒Ｖｓ／Ｖｃ）を設定する。
一方、実角度誤差の絶対値がπ／４を超える範囲では、角度差θｅと正弦値ｓｉｎθｅとの差が大きくなるので、角度差θｅを正弦値ｓｉｎθｅで近似せずに、追従演算処理に対する入力値として、１または−１を設定する。
これにより、例えば上述した第１の実施形態の第２変形例に比べて、角度差θｅを正弦値ｓｉｎθｅで近似する角度範囲をより狭く設定することで、オブザーバ１７での追従演算に対して、より一層、追従性を向上させることができる。
【００５８】
なお、上述した第１の実施形態においては、正規化処理として、モデル演算部３１にて算出される誘起電圧の正弦成分Ｖｓを、角速度状態量算出部３２にて算出される回転角速度ωに比例する状態量（例えば、ωＫｅ）によって除算するとしたが、これに限定されず、例えば図８に示す第１の実施形態の第４変形例のように、角速度状態量算出部３２を省略し、エンジン回転数センサ３５から出力される内燃機関１１のエンジン回転数Ｎｅに基づきモータ１２の回転角速度ωを算出する角速度算出部３６を備え、正規化処理として、誘起電圧の正弦成分Ｖｓを回転角速度ωによって除算してもよい。
すなわち、この第１の実施形態の第４変形例においては、モータ１２は内燃機関１１と直列に直結されているので、角速度算出部３６にてエンジン回転数Ｎｅからモータ１２の回転角速度ωを算出することができ、正規化部３３は、角速度算出部３６から出力される回転角速度ωによってモデル演算部３１にて算出される誘起電圧の正弦成分Ｖｓを除算することで、角度差θｅと誘起電圧定数Ｋｅとを乗算して得た値（Ｋｅθｅ）に近似される近似値（−Ｖｓ／ω≒Ｋｅθｅ）を算出し、オブザーバ１７へ入力する。
オブザーバ１７は、角度差θｅと誘起電圧定数Ｋｅとを乗算して得た値（Ｋｅθｅ）に近似される近似値（−Ｖｓ／ω≒Ｋｅθｅ）を追従演算処理に対する入力値として、この入力値をゼロに収束させるようにして追従演算処理を行うことによって、推定回転角度θ＾を逐次更新しつつ算出し、推定回転角度θ＾の収束値を制御部１５のｄｑ−３相変換部２５および３相−ｄｑ変換部２６へ出力する。
【００５９】
以下、本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置の第２の実施形態について添付図面を参照しながら説明する。
この第２の実施形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置４０（以下、単に、モータ制御装置４０と呼ぶ）は、例えば図１０に示すように、パワードライブユニット（ＰＤＵ）１３と、バッテリ１４と、制御部１５と、オブザーバ１７と、角度誤差算出部４１と、制御角度補正部４２とを備えて構成されている。
なお、以下において、上述した第１の実施形態と同一部分には同一の符号を配して説明を簡略または省略する。
【００６０】
角度誤差算出部４１は、ロータの回転角度に対する推定回転角度θ^＾と実回転角度θとの角度差θｅ（＝θ−θ^＾）が相対的に小さい値である場合に角度差θｅが正弦値ｓｉｎθｅで近似可能（θｅ≒ｓｉｎθｅ）であることを利用して、例えば線間電圧モデルによる回路方程式に含まれる角度差θｅの正弦値ｓｉｎθｅおよび余弦値ｃｏｓθｅに基づき角度差θｅを算出し、オブザーバ１７へ出力する。
この角度誤差算出部４１は、例えば、モデル演算部５０と、角速度状態量算出部３２と、正規化部３３とを備えて構成されている。
【００６１】
モデル演算部５０は、ｄｑ−３相変換部２５から出力されるＵ相交流電圧指令値Ｖｕ及びＶ相交流電圧指令値Ｖｖ及びＷ相交流電圧指令値Ｖｗと、２つの相電流検出器２７，２７から出力される検出値（例えば、Ｕ相電流Ｉｕ，Ｗ相電流Ｉｗ）とに基づき、例えば下記数式（１０）に示すように記述される線間電圧モデルでの回路方程式に基づき、角度差θｅの正弦値ｓｉｎθｅおよび余弦値ｃｏｓθｅからなる誘起電圧の正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃを算出する。
なお、下記数式（１０）においては、ステータ巻線の回転位置に応じてインダクタンス成分値が変化するようなモータ１２の突極性を無視しており、ＶｕｖはＵ相−Ｖ相間の線間電圧（＝Ｖｕ−Ｖｖ）、ＶｗｖはＷ相−Ｖ相間の線間電圧（＝Ｖｗ−Ｖｖ）、ｒは相抵抗値、ｌは自己インダクタンス、ｍは相互インダクタンス、ωはロータの回転角速度、Ｋｅは誘起電圧定数である。
【００６２】
【数１０】

【００６３】
なお、角速度状態量算出部３２は、上記数式（４）に示すように、回転角速度ωに比例する状態量として、回転角速度ωと誘起電圧定数Ｋｅとを乗算して得た値（ωＫｅ）を、モデル演算部５０にて算出される誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃに基づき算出し、正規化部３３へ出力する。そして、正規化部３３は、モデル演算部５０にて算出される誘起電圧の正弦成分Ｖｓを、角速度状態量算出部３２にて算出される回転角速度ωに比例する状態量（例えば、ωＫｅ）によって除算することで角度差θｅに近似される角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を算出し、オブザーバ１７へ入力する。
【００６４】
モデル演算部５０は、例えば、係数作用部５１と、相電流微分値算出部５２と、相電圧補正部５３と、デッドタイム補正部５４とを備えて構成されている。
係数作用部５１は、上記数式（１０）に基づき、各線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖから相抵抗値ｒに係る電圧降下と自己インダクタンスｌおよび相互インダクタンスｍに係る電圧降下とを減算して得た誘起電圧成分に対し、例えば下記数式（１１），（１２）に示すように、所定の推定回転角度θ＾を含む行列Ａを左から作用させる。
すなわち、モデル演算部５０は、上記数式（１１），（１２）に基づき、角度差θｅの正弦値ｓｉｎθｅ及び余弦値ｃｏｓθｅに比例した値として誘起電圧の正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃを算出する。
【００６５】
【数１１】

【００６６】
【数１２】

【００６７】
相電流微分値算出部５２は、上記数式（１２）に示す自己インダクタンスｌおよび相互インダクタンスｍに係る電圧降下の項に含まれる各相電流Ｉｕ，Ｉｗの電流微分値を算出する。
相電流微分値算出部５２は、例えば、所定時間周期Δｔ毎に相電流検出器２７から出力される相電流の電流値Ｉｍの検出値（電流検出値）を時系列データとして、現在の時刻ｔ０での電流検出値Ｉ０と、過去の時刻における少なくとも２つの電流検出値、例えば時刻ｔ１（＝ｔ０−Δｔ）での電流検出値Ｉ１と、時刻ｔ２（＝ｔ１−Δｔ＝ｔ０−２Δｔ）での電流検出値Ｉ２と、時刻ｔ３（＝ｔ２−Δｔ＝ｔ０−３Δｔ）での電流検出値Ｉ３とからなる４つの電流検出値に基づき、例えば最小二乗法や移動平均値算出処理等のフィルタ処理によって、平均的な電流検出値の時間変化を算出する。
【００６８】
ここで、例えば４つの時刻ｔ０，ｔ１，ｔ２，ｔ３における各電流検出値Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３に対する最小二乗法によって得られる所定時間周期Δｔにおける平均的な電流検出値の時間変化ΔＩは、例えば図１１に示すように、現在の時刻ｔ０よりも時間遅れＴｄ（＝係数ｋｄ×所定時間周期Δｔ、例えば、ｋｄ＝１．５）だけ過去の時刻（ｔ１＋ｔ２）／２における値となる。なお、図１１において、Ｌは最小二乗法によって得られる電流検出値の時間変化を示す近似直線である。
この時間変化ΔＩと、この時間変化ΔＩに対応する電流検出値Ｉｍ、つまり時刻（ｔ１＋ｔ２）／２における電流検出値Ｉｍとは、各電流検出値Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３によって、例えば下記数式（１３）に示すように記述され、この数式（１３）は下記数式（１４）に示すように変形される。
すなわち、相電流微分値算出部５２は、下記数式（１４）によって所定時間周期Δｔにおける平均的な電流検出値の時間変化ΔＩを算出し、この時間変化ΔＩを所定時間周期Δｔで除算して得た単位時間あたりの電流検出値の時間変化ΔＩ／Δｔを相電流の電流微分値として設定する。
【００６９】
【数１３】

【００７０】
【数１４】

【００７１】
相電圧補正部５３は、相電流微分値算出部５２でのフィルタ処理に応じて、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖを補正する。
すなわち、相電圧補正部５３は、相電流微分値算出部５２にて算出される電流検出値の時間変化ΔＩが過去の時刻（ｔ１＋ｔ２）／２における値であることに対応して、時刻（ｔ１＋ｔ２）／２での相電圧指令値（例えば、図１１に示す相電圧指令値Ｖ１）を線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖとして設定する。
あるいは、相電圧補正部５３は、電流検出値の時間変化ΔＩが過去の時刻（ｔ１＋ｔ２）／２における平均的な値であることに対応して、例えば時刻ｔ０から時刻ｔ１における相電圧指令値Ｖ０および時刻ｔ１から時刻ｔ２における相電圧指令値Ｖ１および時刻ｔ２から時刻ｔ３における相電圧指令値Ｖ２に対して、最小二乗法や移動平均値算出処理等のフィルタ処理を行い、過去の時刻（ｔ１＋ｔ２）／２における平均的な相電圧指令値（例えば、移動平均値（Ｖ０＋Ｖ１＋Ｖ２）／３等）を算出し、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖとして設定する。
【００７２】
デッドタイム補正部５４は、ＰＤＵ１３に具備されるパルス幅変調（ＰＷＭ）によるＰＷＭインバータのデッドタイムと、ＰＤＵ１３からモータ１２に供給される各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの極性とに応じて、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖを補正する。
【００７３】
すなわち、例えば図１２に示すように、ＰＤＵ１３に具備されるＰＷＭインバータ１３Ａは、例えばスイッチング素子を複数用いてブリッジ接続してなるブリッジ回路１３ａと、平滑コンデンサＣとを備えて構成され、さらに、ブリッジ回路１３ａは、複数のスイッチング素子であるトランジスタＴＵ１，ＴＵ２，ＴＶ１，ＴＶ２，ＴＷ１，ＴＷ２を備えて構成されている。
そして、トランジスタＴＵ１，ＴＵ２，ＴＶ１，ＴＶ２，ＴＷ１，ＴＷ２のコレクタ−エミッタ間には、それぞれダイオードＤＵ１，ＤＵ２，ＤＶ１，ＤＶ２，ＤＷ１，ＤＷ２が配置され、各トランジスタＴＵ１，ＴＵ２，ＴＶ１，ＴＶ２，ＴＷ１，ＴＷ２のエミッタに、各ダイオードＤＵ１，ＤＵ２，ＤＶ１，ＤＶ２，ＤＷ１，ＤＷ２のアノードが接続され、各コレクタには、各ダイオードＤＵ１，ＤＵ２，ＤＶ１，ＤＶ２，ＤＷ１，ＤＷ２のカソードが接続されている。
【００７４】
各トランジスタＴＵ１，ＴＶ１，ＴＷ１のコレクタは全てバッテリ１４の正極側端子に接続されている。トランジスタＴＵ１のエミッタはトランジスタＴＵ２のコレクタに接続され、トランジスタＴＶ１のエミッタはトランジスタＴＶ２のコレクタに接続され、トランジスタＴＷ１のエミッタはトランジスタＴＷ２のコレクタに接続されている。各トランジスタＴＵ２，ＴＶ２，ＴＷ２のエミッタは全てバッテリ１４の負極側端子に接続されている。
また、モータ１２のＵ相のステータ巻線はトランジスタＴＵ１のエミッタおよびトランジスタＴＵ２のコレクタに接続され、モータ１２のＶ相のステータ巻線はトランジスタＴＶ１のエミッタおよびトランジスタＴＶ２のコレクタに接続され、モータ１２のＷ相のステータ巻線はトランジスタＴＷ１のエミッタおよびトランジスタＴＷ２のコレクタに接続されている。
そして、平滑コンデンサＣはバッテリ１４の正極側端子と負極側端子との間に接続されている。
【００７５】
そして、ＰＷＭインバータ１３Ａは、各相毎に対をなすトランジスタＴＵ１，ＴＵ２およびトランジスタＴＶ１，ＴＶ２およびトランジスタＴＷ１，ＴＷ２のオン／オフを切り替えることによって、各相のステータ巻線に交流の相電流を通電する。ここで、ＰＷＭインバータ１３Ａにおいて相短絡が発生することを防止するために、各相毎に対をなすトランジスタＴＵ１，ＴＵ２およびＴＶ１，ＴＶ２およびＴＷ１，ＴＷ２を、両方ともオフに設定するデッドタイムが設けられている。
このデッドタイムにおいては、相電流の極性に応じて、各相毎に対をなす各ダイオードＤＵ１，ＤＵ２およびダイオードＤＶ１，ＤＶ２およびダイオードＤＷ１，ＤＷ２の何れか一方に電流が転流し、ＰＷＭインバータ１３Ａの出力電圧が変化する。
【００７６】
例えば図１３に示すように、Ｕ相のトランジスタＴＵ１，ＴＵ２およびダイオードＤＵ１，ＤＵ２に対して、相電流の極性が正である場合（つまり、ＰＷＭインバータ１３Ａからモータ１２へ向かう方向にＵ相電流Ｉｕが流れている場合）に両方のトランジスタＴＵ１，ＴＵ２がオフ状態に設定されると、バッテリ１４の負極側端子に接続されたダイオードＤＵ２に電流が転流し、出力電圧が低下する。一方、相電流の極性が負である場合（つまり、モータ１２からＰＷＭインバータ１３Ａへ向かう方向にＵ相電流Ｉｕが流れている場合）に両方のトランジスタＴＵ１，ＴＵ２がオフ状態に設定されると、バッテリ１４の正極側端子に接続されたダイオードＤＵ１に電流が転流し、出力電圧が増大する。
【００７７】
これにより、ＰＷＭインバータ１３Ａの各相の実際の出力電圧（実電圧）Ｖ_Ｒは、相電圧指令値Ｖｍと、パルス幅変調（ＰＷＭ）の周期Ｔと、デッドタイムＴ_Ｄと、バッテリ１４の端子間電圧Ｖ_Ｂとに応じて、例えば下記数式（１５）に示すように記述される。
デッドタイム補正部５４は、下記数式（１５）に基づき実電圧Ｖ_Ｒを算出し、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖとして設定する。
【００７８】
【数１５】

【００７９】
制御角度補正部４２は、相電流微分値算出部５２でのフィルタ処理に対応して、電流フィードバック制御部２４にて用いる制御用角度θｃを補正する。
すなわち、制御角度補正部４２は、相電流微分値算出部５２にて算出される電流検出値の時間変化ΔＩが過去の時刻（ｔ１＋ｔ２）／２における値であることに対応して、時間遅れＴｄ（＝係数ｋｄ×所定時間周期Δｔ、例えば、ｋｄ＝１．５）を補正した現在の時刻ｔ０における制御用角度θｃ（ｎ）を、オブザーバ１７での前回の追従演算処理にて算出された推定回転角度θ＾（ｎ）および回転角速度推定値ω^＾（ｎ）に基づき、例えば下記数式（１６）に示すようにして算出し、電流フィードバック制御部２４へ出力する。
このため、この第２の実施形態において、電流フィードバック制御部２４は、例えば制御用角度θｃに応じたＰＩ（比例積分）動作により、偏差ΔＩｄを制御増幅してｄ軸電圧指令値Ｖｄを算出し、偏差ΔＩｑを制御増幅してｑ軸電圧指令値Ｖｑを算出するようになっている。
【００８０】
【数１６】

【００８１】
第２の実施形態によるモータ制御装置４０は上記構成を備えており、次に、このモータ制御装置４０の動作、特に、線間電圧モデルによるセンサレス制御において推定回転角度θ^＾を算出する処理について添付図面を参照しながら説明する。
【００８２】
先ず、図１４に示すステップＳ４０においては、相電流微分値算出部５２でのフィルタ処理に応じた時間遅れＴｄ（＝係数ｋｄ×所定時間周期Δｔ、例えば、ｋｄ＝１．５）を補正した現在の時刻ｔ０における制御用角度θｃ（ｎ）を、オブザーバ１７での前回の追従演算処理にて算出された推定回転角度θ＾（ｎ）および回転角速度推定値ω^＾（ｎ）に基づき算出し、電流フィードバック制御部２４へ出力する。
次に、ステップＳ４１においては、相電流検出器２７，２７から出力される各相電流の電流値の検出結果、例えばＵ相電流Ｉｕ，Ｗ相電流Ｉｗを取得する。
【００８３】
次に、ステップＳ４２においては、各相電流Ｉｕ，Ｉｗに対して、所定時間周期Δｔ毎に各相電流検出器２７から出力される電流検出値を時系列データとし、現在の時刻ｔ０での電流検出値Ｉ０と、過去の時刻ｔ１，ｔ２，ｔ３での各電流検出値Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３とに基づき、最小二乗法によって、所定時間周期Δｔでの平均的な電流検出値の時間変化ΔＩを算出し、さらに、算出した電流検出値の時間変化ΔＩを所定時間周期Δｔで除算して得た値を、相電流の電流微分値として設定する。
【００８４】
次に、ステップＳ４３においては、相電流微分値算出部５２でのフィルタ処理に応じて、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖ毎に対して、所定時間周期Δｔ毎にｄｑ−３相変換部２５から出力される相電圧指令値を時系列データとし、相電圧指令値Ｖ０，Ｖ１，Ｖ２に対する移動平均値算出処理によって得た値（（Ｖ０＋Ｖ１＋Ｖ２）／３）を、新たに、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ）を算出するための電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖとして設定する。
【００８５】
次に、ステップＳ４４においては、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖ毎に対して、上記数式（１５）に基づき実電圧Ｖ_Ｒを算出し、新たに、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖとして設定する。
【００８６】
次に、ステップＳ４５においては、各相電流Ｉｕ，Ｉｗの電流微分値と、各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖから算出した線間電圧Ｖｕｖ，Ｖｗｖと、相抵抗値ｒと、自己インダクタンスｌおよび相互インダクタンスｍとに基づき、例えば上記数式（１２）に示す線間電圧モデルによる回路方程式により、角度差θｅの正弦値ｓｉｎθｅおよび余弦値ｃｏｓθｅからなる誘起電圧の正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃを算出する。
【００８７】
次に、ステップＳ４６においては、誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃに基づき、例えば上記数式（４）に示すように、回転角速度ωに比例する状態量（例えば、ωＫｅ）を算出し、この状態量（例えば、ωＫｅ）によって誘起電圧の正弦成分Ｖｓを除算し、角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を算出する。
次に、ステップＳ４７においては、角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）に対し、例えば上記数式（８）に示すように、角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を追従演算処理に対する入力値として、この入力値（つまり角度差θｅ）をゼロに収束させるようにして追従演算処理を行うことによって、推定回転角度θ＾および回転角速度推定値ω^＾を逐次更新しつつ算出して、一連の処理を終了する。
【００８８】
上述したように、第２の実施形態によるブラシレスＤＣモータの制御装置４０によれば、オブザーバ１７において、例えば回転角速度ωによる正規化を行っていない角度差推定値θｅｓを追従演算処理に対する入力値として推定回転角度θ＾を算出する場合に比べて、回転角速度ωによる正規化を行って得た角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を追従演算処理に対する入力値として設定することにより、推定回転角度θ＾の算出精度を向上させることができる。
しかも、線間電圧モデルでの回路方程式に基づき、角度差θｅの正弦値ｓｉｎθｅおよび余弦値ｃｏｓθｅからなる誘起電圧の正弦成分Ｖｓ及び余弦成分Ｖｃを算出することで、例えば電流波形および電圧波形が正弦波から歪んでいたり、例えば正弦波以外の波形であっても、推定回転角度θ＾を精度よく推定することができる。
また、線間電圧モデルによれば、例えばｄｑ軸演算モデルに基づいて誘起電圧の正弦成分Ｖｓを算出する場合とは異なり、初回の処理においてロータの回転角速度ωが未知であっても誘起電圧の正弦成分Ｖｓを算出することができる。
【００８９】
さらに、各相電流検出器２７から出力される電流検出値を時系列データとして相電流の電流微分値を算出するフィルタ処理に応じて、線間電圧を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖを補正すると共に、電流フィードバック制御部２４にて用いる制御用角度θｃを補正することによって、推定回転角度θ＾を精度よく推定することができる。
【００９０】
さらに、線間電圧（例えば、線間電圧Ｖ_ｕｖ，Ｖ_ｗｖ）を算出するための各電圧指令値Ｖｕ，Ｖｗ，Ｖｖに対し、ＰＤＵ１３に具備されるＰＷＭインバータ１３Ａのデッドタイムの補正を行うことによって、推定回転角度θ^＾の推定精度を向上させることができる。
すなわち、ＰＷＭインバータ１３ＡのデッドタイムによってＰＷＭインバータ１３Ａの出力電圧が変動すると、誘起電圧の位相がずれるため、例えば図１５（ａ）に示すデッドタイムの補正を行わずに推定した推定回転角度θ^＾の時間変化には、実回転角度θの時間変化に対して相対的に大きな時間のずれが生じる。これに対して、例えば図１５（ｂ）に示すデッドタイムの補正を行って推定した推定回転角度θ^＾の時間変化は、実回転角度θの時間変化とほぼ同等の変化を示すようになり、推定回転角度θ^＾の推定精度が向上することがわかる。
【００９１】
なお、上述した第２の実施形態の第１変形例においては、例えば角度差近似値（Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２）を、上記数式（９）に示すように、さらに誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃの各絶対値の大小に応じて近似し、この近似値（例えば、Ｖｓ／｜Ｖｓ｜またはＶｓ／｜Ｖｃ｜）を追従演算処理に対する入力値として推定回転角度θ＾を算出してもよい。
【００９２】
また、第２の実施形態の第２変形例においては、誘起電圧の余弦成分Ｖｃの符号の正負に応じて誘起電圧の正弦成分Ｖｓを補正することによって、追従演算処理に対する入力値とする角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を補正する角度差補正処理を実行してもよい。
この第２の実施形態の第２変形例においては、例えば図１６に示すように、上述したステップＳ４６での正規化処理の実行後に、ステップＳ１１に進み、上述したステップＳ２１からステップＳ２３の角度差補正処理を実行し、次に、上述したステップＳ４７での追従演算処理を実行する。
【００９３】
また、第２の実施形態の第３変形例においては、誘起電圧の正弦成分Ｖｓおよび余弦成分Ｖｃの各絶対値の大小関係に応じて誘起電圧の正弦成分Ｖｓを補正することによって、追従演算処理に対する入力値とする角度差近似値（−Ｖｓ／（Ｖｓ^２＋Ｖｃ^２）^１／２≒θｅ）を補正する角度差補正処理を実行してもよい。
この第２の実施形態の第３変形例においては、上述したステップＳ４６での正規化処理の実行後に、ステップＳ１１に進み、上述したステップＳ３１からステップＳ３３の角度差補正処理を実行し、次に、上述したステップＳ４７での追従演算処理を実行する。
【００９４】
また、第２の実施形態の第４変形例においては、例えば図１７に示すブラシレスＤＣモータの制御装置４０のように、角速度状態量算出部３２を省略し、エンジン回転数センサ３５から出力される内燃機関１１のエンジン回転数Ｎｅに基づきモータ１２の回転角速度ωを算出する角速度算出部３６を備え、正規化処理として、誘起電圧の正弦成分Ｖｓを回転角速度ωによって除算してもよい。
すなわち、この第２の実施形態の第４変形例においては、モータ１２は内燃機関１１と直列に直結されているので、角速度算出部３６にてエンジン回転数Ｎｅからモータ１２の回転角速度ωを算出することができ、正規化部３３は、角速度算出部３６から出力される回転角速度ωによってモデル演算部５０にて算出される誘起電圧の正弦成分Ｖｓを除算することで、角度差θｅと誘起電圧定数Ｋｅとを乗算して得た値（Ｋｅθｅ）に近似される近似値（−Ｖｓ／ω≒Ｋｅθｅ）を算出し、オブザーバ１７へ入力する。
オブザーバ１７は、角度差θｅと誘起電圧定数Ｋｅとを乗算して得た値（Ｋｅθｅ）に近似される近似値（−Ｖｓ／ω≒Ｋｅθｅ）を追従演算処理に対する入力値として、この入力値をゼロに収束させるようにして追従演算処理を行うことによって、推定回転角度θ＾を逐次更新しつつ算出し、推定回転角度θ＾の収束値を制御部１５のｄｑ−３相変換部２５および３相−ｄｑ変換部２６へ出力する。
【００９５】
なお、上述した第２の実施形態においては、例えば上記数式（１０）に示すように、モータ１２の突極性を無視した線間電圧モデルを用いたが、例えば図１８（ａ），（ｂ）に示す第２の実施形態の第５変形例のように、モータ１２が突極性を有し、ステータ巻線の回転位置に応じてインダクタンス成分値が変化するとしてもよい。
この第２の実施形態の第５変形例においては、モータ１２の突極性を、例えば図１８（ａ）に示すように、ロータの径方向に沿って長く形成された磁性体Ｐに起因するものと仮定すれば、モータ１２のエアギャップの磁気抵抗は、ロータの回転の１周期あたりに２回、つまりロータの回転に対する１／２周期で変化することになる。
ここで、磁気抵抗の変化を単位余弦波状とし、平均値を０．５とすれば、例えば図１８（ｂ）に示す磁気回路において、各相の磁気抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗは、例えば下記数式（１７）に示すように記述される。
【００９６】
【数１７】

【００９７】
ここで、Ｕ相から見たエアギャップの磁気抵抗Ｒｇは、例えば下記数式（１８）に示すように記述される。
【００９８】
【数１８】

【００９９】
従って、ステータ巻線に対して単位巻線を仮定すると、Ｕ相のインダクタンスＬｕは、例えば下記数式（１９）に示すように記述され、各相互インダクタンスＭｗｖ，Ｍｕｖは、例えば下記数式（２０）に示すように記述される。
【０１００】
【数１９】

【０１０１】
【数２０】

【０１０２】
上記数式（１８）〜（２０）から、突極性のあるモータ１２の自己インダクタンスおよび相互インダクタンスは一般に、下記数式（２１）に示すように記述され、モータ１２の電圧方程式は、下記数式（２２）に示すように記述される。
【０１０３】
【数２１】

【０１０４】
【数２２】

【０１０５】
上記数式（２２）に基づき、線間電圧モデルの回路方程式は、例えば下記数式（２３）に示すように記述される。
【０１０６】
【数２３】

【０１０７】
上記数式（２３）において、各相電流Ｉｕ，Ｉｗを正弦波状とし、例えば下記数式（２４）に示すように記述すると、２θを含む各項は、例えば下記数式（２５），（２６）に示すように記述される。
従って、上記数式（２３）は、例えば下記数式（２７）に示すように記述される。
【０１０８】
【数２４】

【０１０９】
【数２５】

【０１１０】
【数２６】

【０１１１】
【数２７】

【０１１２】
上記数式（２７）において、右辺第３項はリラクタンストルクによる電圧を表しており、電流の大きさと位相が決まれば誘起電圧に含めてもよい。従って、リラクタンストルクを含めた誘起電圧を、例えば下記数式（２８）に示すように定義すれば、上記数式（２７）は、例えば下記数式（２９）に示すように記述され、上記数式（１０）に類似した数式となることから、上述した第２の実施形態のようにモータ１２の突極性を無視した場合と同様の処理によって推定回転角度θ＾を推定することができる。
なお、下記数式（２８），（２９）において、Ｋｅ^〜は、電流値に応じて変化する誘起電圧定数であり、θ^〜は、電流値に応じて変化する実回転角度である。
【０１１３】
【数２８】

【０１１４】
【数２９】

【０１１５】
なお、この第２の実施形態の第５変形例において、例えば各相電流Ｉｕ，Ｉｗが正弦波状ではなく高調波を含む場合には、例えばオブザーバ１７等においてローパス特性を有する処理部を備えればよく、高調波の影響が存在する場合であっても推定回転角度θ＾を精度良く推定することができる。
【０１１６】
なお、上述した第１の実施形態および第２の実施形態において、オブザーバ１７は上記数式（８）に基づき追従演算処理を行うとしたが、これに限定されず、例えば下記数式（３０）に基づき追従演算処理を実行してもよい。
【０１１７】
【数３０】

【０１１８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、線間電圧モデルを用いることで相電流の電流波形および相電圧の電圧波形に関わらず、例えば電流波形および電圧波形が正弦波から歪んでいたり、例えば正弦波以外の波形であっても、推定回転角度を精度よく推定することができ、さらに、例えば電流波形が適宜の正弦波状であれば、ブラシレスＤＣモータが突極性を有するか否かに関わりなく、つまり突極性を有する場合であっても推定回転角度を精度よく推定することができる。
【０１１９】
さらに、請求項２に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、誘起電圧の正弦成分をロータの角速度に比例した状態量によって除算することによって、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値の誤差はロータの角速度に依存しない値となり、推定回転角度を精度よく推定することができる。
さらに、請求項３に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、誘起電圧の正弦成分を回転数検出手段にて検出されるロータの角速度によって除算することにより、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値の誤差はロータの角速度に依存しない値となり、推定回転角度を精度よく推定することができる。例えばブラシレスＤＣモータが、内燃機関と共に駆動源としてハイブリッド車両に搭載されている場合には、回転数検出手段は、内燃機関の回転数を検出するエンジン回転数センサからの出力に基づき、ロータの角速度を検出することができ、装置構成を簡略化することができる。
【０１２０】
さらに、請求項４に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、線間電圧モデルに係る上記数式（２）を用いることで相電流の電流波形および相電圧の電圧波形に関わらず、推定回転角度を精度よく推定することができ、さらに、例えば電流波形が適宜の正弦波状であれば、ブラシレスＤＣモータが突極性を有するか否かに関わりなく、推定回転角度を精度よく推定することができる。
さらに、請求項５に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、時系列データをなす複数の電流検出値から電流微分値を算出することに伴う時間遅れに対応して、線間電圧を算出するための相電圧および電流のフィードバック処理に用いる制御角度を補正することで、推定回転角度を精度よく推定することができる。
【０１２１】
さらに、請求項６に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、線間電圧を算出するための複数相の相電圧に対して通電切替手段のデッドタイムの補正を行うことで、推定回転角度を精度よく推定することができる。
【０１２２】
また、請求項７に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、誘起電圧の正弦成分をロータの角速度あるいはロータの角速度に比例した状態量によって除算することによって、オブザーバでの追従演算処理に対する入力値の誤差はロータの角速度に依存しない値となり、推定回転角度を精度よく推定することができる。
【０１２３】
さらに、請求項８および請求項９に記載の本発明のブラシレスＤＣモータの制御装置によれば、角度差の正弦値を角度差の値に近似することに対して誤差が増大する領域においては、角度差の正弦値が近似されてなる角度差の値を補正することによって、推定回転角度を精度よく推定することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の構成図である。
【図２】モータの回転状態に応じた、角度差θｅと角度差推定値θｅｓとの関係の一例を示すグラフ図である。
【図３】図１に示すモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図４】第１の実施形態の第２変形例に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図５】図４に示す角度差補正処理を示すフローチャートである。
【図６】第１の実施形態の第２変形例に係る実角度誤差と角度差近似値との変化の一例を示すグラフ図である。
【図７】第１の実施形態の第３変形例に係る角度差補正処理を示すフローチャートである。
【図８】第１の実施形態の第３変形例に係る実角度誤差と角度差近似値との変化の一例を示すグラフ図である。
【図９】第１の実施形態の第４変形例に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の構成図である。
【図１０】本発明の第２の実施形態に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の構成図である。
【図１１】時系列データをなす相電圧指令値Ｖ１，Ｖ２，Ｖ３および電流検出値Ｉ０，Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３の時間変化の一例を示すグラフ図である。
【図１２】図１０に示すＰＤＵに具備されるＰＷＭインバータの構成図である。
【図１３】ＰＷＭインバータのデッドタイムにおいて発生する電流の転流を示す図である。
【図１４】図１０に示すモータ制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図１５】図１５（ａ）はデッドタイムの補正を行わずに推定した推定回転角度θ^＾と実回転角度θの時間変化とを示すグラフ図であり、図１５（ｂ）はデッドタイムの補正を行って推定した推定回転角度θ^＾と実回転角度θの時間変化とを示すグラフ図である。
【図１６】第２の実施形態の第２変形例に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の動作を示すフローチャートである。
【図１７】第２の実施形態の第４変形例に係るブラシレスＤＣモータの制御装置の構成図である。
【図１８】図１８（ａ）は第２の実施形態の第５変形例に係るモータの模式図であり、図１８（ｂ）は図１８（ａ）に示すモータの磁気回路である。
【符号の説明】
１０ ブラシレスＤＣモータの制御装置
１２ ブラシレスＤＣモータ
１３ パワードライブユニット（ＰＤＵ）（通電切換手段）
１７ オブザーバ
３１ モデル演算部（角度誤差算出手段）
３２ 角速度状態量算出部（角速度状態量算出手段）
３３ 正規化部（正規化手段）
３４ 角度差補正部（角度差補正手段）
３５ エンジン回転数センサ（回転数検出手段）
３６ 角速度算出部（角速度算出手段）
４２ 制御角度補正部（制御角度補正手段）
５０ モデル演算部（角度誤差算出手段）
５１ 係数作用部（係数作用手段）
５２ 相電流微分値算出部（相電流微分値算出手段）
５３ 相電圧補正部（相電圧補正手段）
５４ デッドタイム補正部（デッドタイム補正手段）

Claims (9)

1. 永久磁石を有するロータと、このロータを回転させる回転磁界を発生する複数相のステータ巻線を有するステータとを備えたブラシレスＤＣモータを、複数のスイッチング素子からなり前記ステータ巻線への通電を順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、
   前記ステータ巻線の入力側における前記複数相間の相電圧の差である線間電圧と前記複数相の相電流とに基づき、前記ロータの回転角度に対する推定回転角度と実回転角度との角度差の正弦値および余弦値を算出する角度誤差算出手段と、
   前記角度差の正弦値および余弦値に基づき、前記ロータの回転角度を演算するオブザーバと
   を備えることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
2. 前記角度誤差算出手段は、前記角度差の正弦値および余弦値からなる誘起電圧の正弦成分および余弦成分を算出するものであって、
   前記誘起電圧の正弦成分および余弦成分に基づき、前記ロータの角速度に比例した状態量を算出する角速度状態量算出手段と、
   前記ロータの角速度に比例した状態量によって前記誘起電圧の正弦成分を除算する正規化手段と
   を備えることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
3. 前記角度誤差算出手段は、前記角度差の正弦値および余弦値からなる誘起電圧の正弦成分および余弦成分を算出するものであって、
   前記ブラシレスＤＣモータの回転数を検出する回転数検出手段と、
   前記ブラシレスＤＣモータの回転数に基づき、前記ロータの角速度を算出する角速度算出手段と、
   前記ロータの角速度によって前記誘起電圧の正弦成分を除算する正規化手段とを備えることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
4. 前記角度誤差算出手段は、前記角度差の正弦値および余弦値からなる誘起電圧の正弦成分および余弦成分を算出するものであって、
   前記誘起電圧の正弦成分および余弦成分に前記推定回転角度に応じた所定係数を作用させる係数作用手段と、前記相電流の微分値を算出する相電流微分値算出手段とを備え、
   下記数式（１）に基づいて、前記角度差の正弦値および余弦値を算出することを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
   

   

   ここで
   ｒ：相抵抗値
   Ｖ_１：第１線間電圧
   Ｖ_２：第２線間電圧
   Ｉ_１：第１相電流
   Ｉ_２：第２相電流
   ｌ：自己インダクタンス
   ｍ：相互インダクタンス
   θ^＾：推定回転角度
   θｅ：推定回転角度と実回転角度との角度差
   ω：ロータの回転角速度
   Ｋｅ：誘起電圧定数
   Ｖｓ：誘起電圧の正弦成分
   Ｖｃ：誘起電圧の余弦成分
   としている。
5. 前記相電流微分値算出手段は、時系列データをなす前記相電流の電流検出値のうち、少なくとも３つの前記電流検出値に対する過去の所定時刻での単位時間あたりの前記電流検出値の変化を最小二乗法により算出するものであって、
   前記線間電圧を算出するための前記複数相の相電圧に対し、前記過去の所定時刻に係る時間遅れを補正する相電圧補正手段と、
   前記複数相の相電流を回転直交座標をなすｄｑ座標上でのｄ軸電流およびｑ軸電流に変換し、前記ｄｑ座標上で電流の指令値と検出値との偏差がゼロとなるようにフィードバック制御を行う際に用いる前記ロータの回転角度に係る制御角度に対し、前記適宜の過去の時刻に係る時間遅れを補正する制御角度補正手段と
   を備えることを特徴とする請求項４に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
6. 前記通電切換手段は前記複数のスイッチング素子をブリッジ接続してなるブリッジ回路を具備し、
   前記ブリッジ回路において各前記複数相毎に直列に接続された２つの前記スイッチング素子をオフ状態に設定する期間であるデッドタイムと、前記相電流の極性とに基づき、前記線間電圧を算出するための前記複数相の相電圧を補正するデッドタイム補正手段を備えることを特徴とする請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
7. 永久磁石を有するロータと、このロータを回転させる回転磁界を発生する複数相のステータ巻線を有するステータとを備えたブラシレスＤＣモータを、ｄ軸電圧およびｑ軸電圧からなる２相電圧から変換されてなる複数相電圧に応じて、複数のスイッチング素子からなり前記ステータ巻線への通電を順次転流させる通電切換手段により回転駆動させるブラシレスＤＣモータの制御装置であって、
   前記ｄ軸電圧および前記ｑ軸電圧とインダクタンス成分値とｄ軸電流およびｑ軸電流とに基づき前記ブラシレスＤＣモータの状態を記述するｄｑ軸演算モデルにより、前記ロータの回転角度に対する推定回転角度と実回転角度との角度差の正弦値および余弦値からなる誘起電圧の正弦成分および余弦成分を算出する角度誤差算出手段と、
   前記誘起電圧の正弦成分および余弦成分に基づいて算出される前記ロータの角速度に比例した状態量、または、前記ブラシレスＤＣモータの回転数の検出値に基づいて算出される前記ロータの角速度によって、前記誘起電圧の正弦成分を除算する正規化手段と、
   前記角度差の正弦値および余弦値に基づき、前記ロータの回転角度を演算するオブザーバと
   を備えることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
8. 前記オブザーバは、前記角度差の余弦値が負の値であるときに前記角度差を補正する角度差補正手段を備えることを特徴とする請求項１または請求項７に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。
9. 前記オブザーバは、前記角度差の正弦値および余弦値の各絶対値の大小関係に応じて前記角度差を補正する角度差補正手段を備えることを特徴とする請求項１または請求項７に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置。

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