JP3529752B2 - Ｄｃブラシレスモータのロータ角度検出装置 - Google Patents
Ｄｃブラシレスモータのロータ角度検出装置Info
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- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
- H02P6/185—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements using inductance sensing, e.g. pulse excitation
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/20—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature
- G01D5/2006—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the self-induction of one or more coils
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、突極型のＤＣブラ
シレスモータのロータ角度を検出するロータ角度検出装
置に関する。
シレスモータのロータ角度を検出するロータ角度検出装
置に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＤＣブラシレスモータを駆動して所望の
トルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角
（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電
機子に電圧を印加する必要がある。そのため、ＤＣブラ
シレスモータにはロータ角度を検出する位置検出センサ
が設けられるのが一般的である。
トルクを得るためには、磁極を有するロータの電気角
（以下、ロータ角度という）に対応した適切な位相で電
機子に電圧を印加する必要がある。そのため、ＤＣブラ
シレスモータにはロータ角度を検出する位置検出センサ
が設けられるのが一般的である。
【０００３】しかし、位置検出センサを設けた場合に
は、位置検出センサのみならず、ＤＣブラシレスモータ
の駆動装置側に位置検出センサから出力される検出信号
を入力するための回路を設ける必要があり、また、位置
検出センサと駆動装置間の配線も必要となる。そこで、
位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装
置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いず
にロータ角度を検出する方法が提案されている。
は、位置検出センサのみならず、ＤＣブラシレスモータ
の駆動装置側に位置検出センサから出力される検出信号
を入力するための回路を設ける必要があり、また、位置
検出センサと駆動装置間の配線も必要となる。そこで、
位置検出センサを省いてＤＣブラシレスモータと駆動装
置のコストダウンを図るべく、位置検出センサを用いず
にロータ角度を検出する方法が提案されている。
【０００４】かかる技術として、例えば、ＤＣブラシレ
スモータの電機子に印加する電圧を直交する２軸方向に
分離し、一方の軸側に高周波の交番電圧を印加したとき
に、該交番電圧の印加に応じて他方の軸側に生じる電流
を検出することによって、ロータ角度を検出する方法が
提案されている。しかし、この方法による場合には、初
期の追従性に時間がかかるとともに、角度の補正が困難
であるという不都合があった。
スモータの電機子に印加する電圧を直交する２軸方向に
分離し、一方の軸側に高周波の交番電圧を印加したとき
に、該交番電圧の印加に応じて他方の軸側に生じる電流
を検出することによって、ロータ角度を検出する方法が
提案されている。しかし、この方法による場合には、初
期の追従性に時間がかかるとともに、角度の補正が困難
であるという不都合があった。
【０００５】また、ＤＣブラシレスモータの電機子に２
相もしくは３相の電流を流した場合のロータ角度と電機
子に流れる電流値との相関関係を予め記憶したデータテ
ーブルを備え、電機子に流れる電流の検出値を該データ
テーブルにあてはめて近似演算等を行なうことによっ
て、ロータ角度を検出する方法も提案されている。しか
し、この方法による場合には、個体ごとに異なるモータ
パラメータの影響や近似計算による誤差が生じやすいと
いう不都合があった。
相もしくは３相の電流を流した場合のロータ角度と電機
子に流れる電流値との相関関係を予め記憶したデータテ
ーブルを備え、電機子に流れる電流の検出値を該データ
テーブルにあてはめて近似演算等を行なうことによっ
て、ロータ角度を検出する方法も提案されている。しか
し、この方法による場合には、個体ごとに異なるモータ
パラメータの影響や近似計算による誤差が生じやすいと
いう不都合があった。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】本発明は、上記不都合
を解消し、位置検出センサを用いることなく、ロータ角
度を精度良く検出することができるＤＣブラシレスモー
タのロータ角度検出装置を提供することを目的とする。
を解消し、位置検出センサを用いることなく、ロータ角
度を精度良く検出することができるＤＣブラシレスモー
タのロータ角度検出装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】先ず、本発明について説
明する前に、本発明の基本的な考え方を図１を参照して
説明する。図１（ａ）を参照して、ＤＣブラシレスモー
タ１は、永久磁石による界磁極を有するロータ２と、３
相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の電機子３，４，５とを有す
る。そして、３相の電機子３，４，５に所定位相の交流
電流を供給したときに、各電機子３，４，５から発生す
る磁界の合成により生じる回転磁界によって、ロータ２
が回転する。
明する前に、本発明の基本的な考え方を図１を参照して
説明する。図１（ａ）を参照して、ＤＣブラシレスモー
タ１は、永久磁石による界磁極を有するロータ２と、３
相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の電機子３，４，５とを有す
る。そして、３相の電機子３，４，５に所定位相の交流
電流を供給したときに、各電機子３，４，５から発生す
る磁界の合成により生じる回転磁界によって、ロータ２
が回転する。
【０００８】ここで、該回転磁界は、ロータ２の角度θ
（図１（ａ）ではＵ相の電機子３を基準として時計回り
にとったロータ２の角度。以下、ロータ角度θという）
に応じた向きに発生させる必要があるため、ＤＣブラシ
レスモータの制御においては、ロータ角度θを検出する
ことが前提となる。
（図１（ａ）ではＵ相の電機子３を基準として時計回り
にとったロータ２の角度。以下、ロータ角度θという）
に応じた向きに発生させる必要があるため、ＤＣブラシ
レスモータの制御においては、ロータ角度θを検出する
ことが前提となる。
【０００９】そこで、ＤＣブラシレスモータには、ロー
タ角度θを検出するためにレゾルバ等の位置検出センサ
が設けられるのが一般的であるが、本発明のＤＣブラシ
レスモータのロータ角度検出装置は、位置検出センサを
使用することなくロータ角度θを検出して、位置検出セ
ンサを不要としている。
タ角度θを検出するためにレゾルバ等の位置検出センサ
が設けられるのが一般的であるが、本発明のＤＣブラシ
レスモータのロータ角度検出装置は、位置検出センサを
使用することなくロータ角度θを検出して、位置検出セ
ンサを不要としている。
【００１０】図１（ａ）に示したように、突極型のロー
タ２を使用した場合、ロータ２とＵ，Ｖ，Ｗの各電機子
３，４，５間のギャップの磁気抵抗は周期的に変化し、
その変化はロータ２が１回転する際に２回、すなわちロ
ータ２が半回転する間に１周期分変化する。そして、該
磁気抵抗は、ロータ２が図中の位置となったときに最
大となり、ロータ２が図中の位置となったときに最小
となる。
タ２を使用した場合、ロータ２とＵ，Ｖ，Ｗの各電機子
３，４，５間のギャップの磁気抵抗は周期的に変化し、
その変化はロータ２が１回転する際に２回、すなわちロ
ータ２が半回転する間に１周期分変化する。そして、該
磁気抵抗は、ロータ２が図中の位置となったときに最
大となり、ロータ２が図中の位置となったときに最小
となる。
【００１１】図１（ａ）の磁気回路を模式的に表したも
のが図１（ｂ）であり、前記磁気抵抗の変化が単位余弦
波状であり、該磁気抵抗の１周期あたりの平均値が０．
５であると仮定すると、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相における磁気
抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗは、以下の式（８）〜式（１０）
で示される。
のが図１（ｂ）であり、前記磁気抵抗の変化が単位余弦
波状であり、該磁気抵抗の１周期あたりの平均値が０．
５であると仮定すると、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相における磁気
抵抗Ｒｕ，Ｒｖ，Ｒｗは、以下の式（８）〜式（１０）
で示される。
【００１２】
【数８】
【００１３】
【数９】
【００１４】
【数１０】
【００１５】このとき、Ｕ相からみたギャップの磁気抵
抗Ｒｇｕは、以下の式（１１）により求めることができ
る。
抗Ｒｇｕは、以下の式（１１）により求めることができ
る。
【００１６】
【数１１】
【００１７】そのため、Ｕ相が単位巻線であると仮定す
ると、Ｕ相の自己インダクタンスＬｕは以下の式（１
２）により求めることができる。
ると、Ｕ相の自己インダクタンスＬｕは以下の式（１
２）により求めることができる。
【００１８】
【数１２】
【００１９】また、Ｕ，Ｗ相間の相互インダクタンスＭ
ｕｗと、Ｕ，Ｖ相間の相互インダクタンスＭｕｖは、磁
気回路の構成より、それぞれ以下の式（１３）、（１
４）により求めることができる。
ｕｗと、Ｕ，Ｖ相間の相互インダクタンスＭｕｖは、磁
気回路の構成より、それぞれ以下の式（１３）、（１
４）により求めることができる。
【００２０】
【数１３】
【００２１】
【数１４】
【００２２】Ｖ相、Ｗ相についても同様に、自己インダ
クタンスと相互インダクタンスを求めることができ、こ
れらにより、突極性を有するＤＣブラシレスモータの電
圧方程式は、各相の自己インダクタンスの直流分をｌ、
ｌの変動分をΔｌ、各相間の相互インダクタンスの直流
分をｍとすると、以下の式（１５）で表すことができ
る。
クタンスと相互インダクタンスを求めることができ、こ
れらにより、突極性を有するＤＣブラシレスモータの電
圧方程式は、各相の自己インダクタンスの直流分をｌ、
ｌの変動分をΔｌ、各相間の相互インダクタンスの直流
分をｍとすると、以下の式（１５）で表すことができ
る。
【００２３】
【数１５】
【００２４】ここで、ＶＵ，ＶＶ，ＶＷはそれぞれＵ
相，Ｖ相，Ｗ相の電機子に印加される電圧、Ｉｕ，Ｉ
ｖ，ＩｗはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子に流れる
電流、ｒはＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子の電気抵抗、ωm
はロータ１の電気角速度、Ｋｅは誘起電圧定数である。
相，Ｖ相，Ｗ相の電機子に印加される電圧、Ｉｕ，Ｉ
ｖ，ＩｗはそれぞれＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子に流れる
電流、ｒはＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電機子の電気抵抗、ωm
はロータ１の電気角速度、Ｋｅは誘起電圧定数である。
【００２５】さらに、電気角速度ωmがほぼ０で誘起電
圧やロータ１の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒ
による電圧降下も無視できるレベルである場合には、前
記式（１５）は、以下の式（１６）とみなして扱うこと
ができる。
圧やロータ１の角速度変化による影響が小さく、抵抗ｒ
による電圧降下も無視できるレベルである場合には、前
記式（１５）は、以下の式（１６）とみなして扱うこと
ができる。
【００２６】
【数１６】
【００２７】式（１６）を各相電流の和が零であること
を用いてＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗについての形に変形すると、
以下の式（１７）で示した形となる。
を用いてＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗについての形に変形すると、
以下の式（１７）で示した形となる。
【００２８】
【数１７】
【００２９】ただし、演算ゲインＫは以下の式（１８）
で示した形となる。
で示した形となる。
【００３０】
【数１８】
【００３１】ここで、高周波重畳部２１により、Ｕ，
Ｖ，Ｗ相の各電機子に印加される制御電圧の指令値ＶＵ
＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに以下の式（１９）で表され
るような高周波電圧ｖｖ，ｖｕ，ｖｗをそれぞれ重畳す
ると、それに応じてＵ相の電機子に流れる電流Ｉｕが以
下の式（２０）で示した分だけ変化する。
Ｖ，Ｗ相の各電機子に印加される制御電圧の指令値ＶＵ
＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに以下の式（１９）で表され
るような高周波電圧ｖｖ，ｖｕ，ｖｗをそれぞれ重畳す
ると、それに応じてＵ相の電機子に流れる電流Ｉｕが以
下の式（２０）で示した分だけ変化する。
【００３２】
【数１９】
【００３３】
【数２０】
【００３４】ただし、ωは高周波電圧ｖｖ，ｖｕ，ｖｗ
の電気角速度である。
の電気角速度である。
【００３５】また、Ｗ相の電機子に流れる電流Ｉｗは、
以下の式（２１）で示した分だけ変化する。
以下の式（２１）で示した分だけ変化する。
【００３６】
【数２１】
【００３７】これから、式（２０）と式（２１）を時間
ｔで積分して、ＩｕとＩｗを以下の式（２２），（２
３）により求めることができる。
ｔで積分して、ＩｕとＩｗを以下の式（２２），（２
３）により求めることができる。
【００３８】
【数２２】
【００３９】
【数２３】
【００４０】式（２２）と式（２３）より、ＩｕとＩｗ
は、重畳した高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの角速度ωと
ロータ角度θに応じて変化する。そのため、角速度ωが
既知である高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳したとき
のＩｕとＩｗを検出することにより、ロータ角度θを検
出することが考えられる。
は、重畳した高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの角速度ωと
ロータ角度θに応じて変化する。そのため、角速度ωが
既知である高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳したとき
のＩｕとＩｗを検出することにより、ロータ角度θを検
出することが考えられる。
【００４１】以上の説明を基礎として本発明を以下に説
明する。本発明は、突極型のＤＣブラシレスモータの３
相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆
動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該３
相の電機子のうちの第１相の電機子に流れる電流を検出
する第１電流検出手段と、該３相の電機子のうちの第２
相の電機子に流れる電流を検出する第２電流検出手段
と、前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周
波電圧が重畳されたときに前記第１電流検出手段により
検出される第１電流値及び前記第２電流検出手段により
検出される第２電流値と、前記高周波電圧に応じた高周
波成分とを用いて、該高周波成分に対して積分演算処理
又はローパスフィルタを施すことによって、前記モータ
のロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該
２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値
抽出手段と、該正弦参照値と該余弦参照値とから前記モ
ータのロータ角度を算出するロータ角度算出手段とを備
えたことを特徴とする。
明する。本発明は、突極型のＤＣブラシレスモータの３
相の電機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆
動電圧に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該３
相の電機子のうちの第１相の電機子に流れる電流を検出
する第１電流検出手段と、該３相の電機子のうちの第２
相の電機子に流れる電流を検出する第２電流検出手段
と、前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周
波電圧が重畳されたときに前記第１電流検出手段により
検出される第１電流値及び前記第２電流検出手段により
検出される第２電流値と、前記高周波電圧に応じた高周
波成分とを用いて、該高周波成分に対して積分演算処理
又はローパスフィルタを施すことによって、前記モータ
のロータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該
２倍角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値
抽出手段と、該正弦参照値と該余弦参照値とから前記モ
ータのロータ角度を算出するロータ角度算出手段とを備
えたことを特徴とする。
【００４２】かかる本発明によれば、詳細は後述する
が、前記高周波重畳手段により前記ＤＣブラシレスモー
タの電機子に印加される駆動電圧に前記高周波電圧を重
畳し、前記第１電流検出手段と前記第２電流検出手段に
より、前記第１電流値と前記第２電流値とをそれぞれ検
出することによって、前記参照値抽出手段は、前記式
（２２）と式（２３）を利用して前記正弦参照値と前記
余弦参照値とを抽出することができる。そして、前記ロ
ータ角度算出手段は、前記参照値抽出手段により抽出さ
れた前記正弦参照値と前記余弦参照値とから、ＤＣブラ
シレスモータのロータ角度を直接算出することができ
る。そのため、従来の技術と比べて初期追従性が良く、
モータパラメータの影響をほとんど受けることなくロー
タの角度を精度良く検出することができる。
が、前記高周波重畳手段により前記ＤＣブラシレスモー
タの電機子に印加される駆動電圧に前記高周波電圧を重
畳し、前記第１電流検出手段と前記第２電流検出手段に
より、前記第１電流値と前記第２電流値とをそれぞれ検
出することによって、前記参照値抽出手段は、前記式
（２２）と式（２３）を利用して前記正弦参照値と前記
余弦参照値とを抽出することができる。そして、前記ロ
ータ角度算出手段は、前記参照値抽出手段により抽出さ
れた前記正弦参照値と前記余弦参照値とから、ＤＣブラ
シレスモータのロータ角度を直接算出することができ
る。そのため、従来の技術と比べて初期追従性が良く、
モータパラメータの影響をほとんど受けることなくロー
タの角度を精度良く検出することができる。
【００４３】さらに、本発明によれば、前記参照値抽出
手段は、前記高周波成分に対して、積分演算処理又はロ
ーパスフィルタを施すことによって、前記正弦参照値と
前記余弦参照値とを抽出する。
手段は、前記高周波成分に対して、積分演算処理又はロ
ーパスフィルタを施すことによって、前記正弦参照値と
前記余弦参照値とを抽出する。
【００４４】このように、前記積分演算処理又は前記ロ
ーパスフィルタを施すことにより、時間に応じて変動す
る前記高周波成分を固定して前記正弦参照値と前記余弦
参照値とを抽出することができる。
ーパスフィルタを施すことにより、時間に応じて変動す
る前記高周波成分を固定して前記正弦参照値と前記余弦
参照値とを抽出することができる。
【００４５】また、前記ロータ角度算出手段は、前記正
弦参照値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロー
タ角度の推定値（θ＾）と実際値（θ）との位相差（θ
−θ＾）を表す位相差データを算出し、該位相差データ
が表す前記位相差（θ−θ＾）を解消するように構成し
たオブザーバを用いた追従演算により、前記ロータ角度
を算出することを特徴とする。
弦参照値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロー
タ角度の推定値（θ＾）と実際値（θ）との位相差（θ
−θ＾）を表す位相差データを算出し、該位相差データ
が表す前記位相差（θ−θ＾）を解消するように構成し
たオブザーバを用いた追従演算により、前記ロータ角度
を算出することを特徴とする。
【００４６】かかる本発明によれば、前記ロータ角度算
出手段は、前記オブザーバを用いることにより、前記正
弦参照値と前記余弦参照値から前記ロータ角度を算出し
ていくことができる。
出手段は、前記オブザーバを用いることにより、前記正
弦参照値と前記余弦参照値から前記ロータ角度を算出し
ていくことができる。
【００４７】また、前記式（２２）と式（２３）により
求めたＩｕとＩｗを用いると、以下の式（２４）の関係
が得られる。
求めたＩｕとＩｗを用いると、以下の式（２４）の関係
が得られる。
【００４８】
【数２４】
【００４９】ここで、Ｕ相及びＷ相の電機子に流れる電
流には、一般に直流成分が含まれるため、Ｕ相の電機子
に流れる電流ＩｕとＷ相の電機子に流れる電流Ｉｗを以
下の式（２５），（２６）の形に書き直す。
流には、一般に直流成分が含まれるため、Ｕ相の電機子
に流れる電流ＩｕとＷ相の電機子に流れる電流Ｉｗを以
下の式（２５），（２６）の形に書き直す。
【００５０】
【数２５】
【００５１】但し、Ｉudc：Ｕ相の電機子に流れる電流
の直流成分。
の直流成分。
【００５２】
【数２６】
【００５３】但し、Ｉwdc：Ｗ相の電機子に流れる電流
の直流成分。
の直流成分。
【００５４】上記式（２４）と以下の式（２７）の関係
から、上記式（２５），（２６）による直流成分を含む
Ｉｕ及びＩｗと、重畳した高周波電圧に応じた高周波成
分を用いて、ロータ角度θの２倍角（２θ）の正弦値の
参照値（Ｖｓ）と余弦値の参照値Ｖｃを以下の式（２
８），（２９）からそれぞれ算出することができる。
から、上記式（２５），（２６）による直流成分を含む
Ｉｕ及びＩｗと、重畳した高周波電圧に応じた高周波成
分を用いて、ロータ角度θの２倍角（２θ）の正弦値の
参照値（Ｖｓ）と余弦値の参照値Ｖｃを以下の式（２
８），（２９）からそれぞれ算出することができる。
【００５５】
【数２７】
【００５６】
【数２８】
【００５７】
【数２９】
【００５８】したがって、前記参照値抽出手段は、前記
積分演算処理として、前記式（２８）と式（２９）の演
算を行なうことにより、前記正弦参照値と前記余弦参照
値を算出することができる。
積分演算処理として、前記式（２８）と式（２９）の演
算を行なうことにより、前記正弦参照値と前記余弦参照
値を算出することができる。
【００５９】また、上記式（２８）により算出した正弦
参照値（Ｖｓ）と上記式（２９）により算出した余弦参
照値（Ｖｃ）から、以下の式（３０）により前記モータ
のロータ角度を算出することができる。
参照値（Ｖｓ）と上記式（２９）により算出した余弦参
照値（Ｖｃ）から、以下の式（３０）により前記モータ
のロータ角度を算出することができる。
【００６０】
【数３０】
【００６１】しかし、ｔａｎー1関数は前記正弦参照値
（Ｖｓ）及び前記余弦参照値（Ｖｃ）の変化に対する変
動分が大きいため、上記式（３０）により前記モータの
ロータ角度を算出したときに、前記正弦参照値（Ｖｓ）
と前記余弦参照値（Ｖｃ）の算出誤差の影響を受けてロ
ータ角度の検出誤差が大きくなる場合がある。
（Ｖｓ）及び前記余弦参照値（Ｖｃ）の変化に対する変
動分が大きいため、上記式（３０）により前記モータの
ロータ角度を算出したときに、前記正弦参照値（Ｖｓ）
と前記余弦参照値（Ｖｃ）の算出誤差の影響を受けてロ
ータ角度の検出誤差が大きくなる場合がある。
【００６２】そこで、前記ロータ角度算出手段は、所定
の制御サイクルごとに、前記高周波重畳手段により前記
駆動電圧に前記高周波電圧を重畳して前記参照値抽出手
段により前記正弦参照値と前記余弦参照値とを抽出し、
前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ
＾）との位相差（θ−θ＾）に応じた位相差データを次
式（３１）に基づいて生成し、最初の制御サイクルにお
いては、上記式（３０）により前記ＤＣブラシレスモー
タのロータ角度を算出し、次の制御サイクル以降におい
ては、前回の制御サイクルにおいて算出した前記モータ
のロータ角度を前回の制御サイクルにおける前記モータ
のロータ角度の推定値（θ＾）とし、前回の制御サイク
ルにおいて算出した前記位相差データに応じた前記位相
差（θ−θ＾）を解消するように該位相差データに基づ
いて前記モータのロータ角度の推定値（θ＾）を逐次更
新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロー
タ角度の推定値（θ＾）を更新することによって、現在
の制御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定
値（θ＾）を算出し、該ロータ角度の推定値（θ＾）を
前記モータのロータ角度とすることを特徴とする。
の制御サイクルごとに、前記高周波重畳手段により前記
駆動電圧に前記高周波電圧を重畳して前記参照値抽出手
段により前記正弦参照値と前記余弦参照値とを抽出し、
前記モータのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ
＾）との位相差（θ−θ＾）に応じた位相差データを次
式（３１）に基づいて生成し、最初の制御サイクルにお
いては、上記式（３０）により前記ＤＣブラシレスモー
タのロータ角度を算出し、次の制御サイクル以降におい
ては、前回の制御サイクルにおいて算出した前記モータ
のロータ角度を前回の制御サイクルにおける前記モータ
のロータ角度の推定値（θ＾）とし、前回の制御サイク
ルにおいて算出した前記位相差データに応じた前記位相
差（θ−θ＾）を解消するように該位相差データに基づ
いて前記モータのロータ角度の推定値（θ＾）を逐次更
新しつつ算出するオブザーバにより、前記モータのロー
タ角度の推定値（θ＾）を更新することによって、現在
の制御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定
値（θ＾）を算出し、該ロータ角度の推定値（θ＾）を
前記モータのロータ角度とすることを特徴とする。
【００６３】
【数３１】
【００６４】かかる本発明によれば、前記ロータ角度算
出手段は、最初の制御サイクルにおいてのみ上記式（３
０）により前記モータのロータ角度を算出し、次の制御
サイクル以降においては、前回の制御サイクルにおいて
上記式（３１）に基づいて生成された前記位相差データ
と、前回の制御サイクルにおいて算出された前記モータ
のロータ角度を、前記オブザーバに適用して、現在の制
御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値
（θ＾）を算出することができる。これにより、前記ロ
ータ角度算出手段は、次の制御サイクル以降において前
記モータのロータ角度を精度良く検出することができ
る。
出手段は、最初の制御サイクルにおいてのみ上記式（３
０）により前記モータのロータ角度を算出し、次の制御
サイクル以降においては、前回の制御サイクルにおいて
上記式（３１）に基づいて生成された前記位相差データ
と、前回の制御サイクルにおいて算出された前記モータ
のロータ角度を、前記オブザーバに適用して、現在の制
御サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値
（θ＾）を算出することができる。これにより、前記ロ
ータ角度算出手段は、次の制御サイクル以降において前
記モータのロータ角度を精度良く検出することができ
る。
【００６５】また、前記ロータ角度算出手段は、前記位
相差データとして、次式（３２）により、√（Ｖｓ2＋
Ｖｃ2）で除して算出したΔθ1を用いることにより、前
記オブザーバのゲインが前記正弦参照値Ｖｓと前記余弦
参照値Ｖｃの大きさの変化に応じて変動することを抑制
することができる。そして、これにより、前記モータの
ロータ角度を安定して検出することができる。
相差データとして、次式（３２）により、√（Ｖｓ2＋
Ｖｃ2）で除して算出したΔθ1を用いることにより、前
記オブザーバのゲインが前記正弦参照値Ｖｓと前記余弦
参照値Ｖｃの大きさの変化に応じて変動することを抑制
することができる。そして、これにより、前記モータの
ロータ角度を安定して検出することができる。
【００６６】
【数３２】
【００６７】但し、Δθ1：前記位相差データ。
【００６８】また、前記ロータ角度算出手段の演算能力
が比較的低い場合には、上記式（３２）に代えて、次式
（３３）による近似計算によって、前記Δθ1を算出し
てもよい。
が比較的低い場合には、上記式（３２）に代えて、次式
（３３）による近似計算によって、前記Δθ1を算出し
てもよい。
【００６９】
【数３３】
【００７０】また、上記式（３２）により算出したΔθ
1を用いて前記オブザーバを構成して前記モータのロー
タ角度を検出し、検出したロータ角度に基づいて前記モ
ータの電機子に供給する電流の位相を制御したときに、
高電流域における前記モータの出力トルクのボトム値
（出力トルクの変化の下端値）が減少し、出力トルクの
脈動が大きくなる場合がある。そして、本願発明者ら
は、このような出力トルクのボトム値の減少を抑制する
ために各種検討を行なった結果、前記ロータ角度算出手
段により算出される前記モータのロータ角度を強制的に
ずらして、前記モータのロータ角度の検出値と実際値と
の位相差を変えることによって、前記モータの出力トル
クのボトム値を増大させ得ることを知見した。
1を用いて前記オブザーバを構成して前記モータのロー
タ角度を検出し、検出したロータ角度に基づいて前記モ
ータの電機子に供給する電流の位相を制御したときに、
高電流域における前記モータの出力トルクのボトム値
（出力トルクの変化の下端値）が減少し、出力トルクの
脈動が大きくなる場合がある。そして、本願発明者ら
は、このような出力トルクのボトム値の減少を抑制する
ために各種検討を行なった結果、前記ロータ角度算出手
段により算出される前記モータのロータ角度を強制的に
ずらして、前記モータのロータ角度の検出値と実際値と
の位相差を変えることによって、前記モータの出力トル
クのボトム値を増大させ得ることを知見した。
【００７１】そこで、前記ロータ角度算出手段は、次式
（３４）によりオフセット値（offset）を加えて算出し
たΔθ2を前記位相差データとして前記オブザーバを構
成することによって、前記モータのロータ角度の算出値
と実際値との差がオフセット値（offset）となるよう
に、前記モータのロータ角度を算出することができる。
そして、これにより、前記モータのロータ角度の検出値
と実際値の位相差を強制的にずらして、前記モータの出
力トルクのボトム値の減少を抑制し、出力トルクの脈動
を低減することができる。
（３４）によりオフセット値（offset）を加えて算出し
たΔθ2を前記位相差データとして前記オブザーバを構
成することによって、前記モータのロータ角度の算出値
と実際値との差がオフセット値（offset）となるよう
に、前記モータのロータ角度を算出することができる。
そして、これにより、前記モータのロータ角度の検出値
と実際値の位相差を強制的にずらして、前記モータの出
力トルクのボトム値の減少を抑制し、出力トルクの脈動
を低減することができる。
【００７２】
【数３４】
【００７３】但し、Δθ2：前記位相差データ。
【００７４】また、前記モータのロータのインダクタン
スの変化は電気角で１８０度周期であるため、前記高周
波重畳手段により前記モータの駆動電圧に前記高周波電
圧を重畳する方法で前記モータのロータ角度を検出する
場合は、前記モータのロータ磁石の磁極の向きを判別す
ることはできない。すなわち、前記モータのロータ角度
がθ（０≦θ≦１８０°）であるときと、θ＋１８０°
であるときを区別して検出することができないという不
都合がある。
スの変化は電気角で１８０度周期であるため、前記高周
波重畳手段により前記モータの駆動電圧に前記高周波電
圧を重畳する方法で前記モータのロータ角度を検出する
場合は、前記モータのロータ磁石の磁極の向きを判別す
ることはできない。すなわち、前記モータのロータ角度
がθ（０≦θ≦１８０°）であるときと、θ＋１８０°
であるときを区別して検出することができないという不
都合がある。
【００７５】かかる不都合を解消するため、各種検討を
重ねた結果、本願発明者らは、前記モータを該モータの
ロータの磁束方向であるｑ軸電機子と、ｑ軸電機子と直
交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変
換して扱ういわゆるｄｑ変換を行なって前記モータを制
御する場合、ｑ軸電機子に電流を流して前記ロータ角度
算出手段により前記モータのロータ角度を算出したとき
に、前記モータのロータの磁極により生じる磁界の向き
とｑ軸電機子により生じる磁界の向きが同一であるとき
と逆であるときとで、算出したロータ角度に応じた前記
正弦参照値と前記余弦参照値の値が相違することを知見
した。
重ねた結果、本願発明者らは、前記モータを該モータの
ロータの磁束方向であるｑ軸電機子と、ｑ軸電機子と直
交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変
換して扱ういわゆるｄｑ変換を行なって前記モータを制
御する場合、ｑ軸電機子に電流を流して前記ロータ角度
算出手段により前記モータのロータ角度を算出したとき
に、前記モータのロータの磁極により生じる磁界の向き
とｑ軸電機子により生じる磁界の向きが同一であるとき
と逆であるときとで、算出したロータ角度に応じた前記
正弦参照値と前記余弦参照値の値が相違することを知見
した。
【００７６】そこで、本発明は、前記モータを該モータ
のロータの磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、
ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価
回路に変換して扱い、該ｑ軸電機子に所定の磁極判別電
流を流した状態で前記ロータ角度算出手段により前記モ
ータのロータ角度を算出したときに、算出されたロータ
角度と、該ロータ角度の算出時に前記ｑ軸電機子により
生じる磁界の向きと前記モータのロータの磁極により生
じる磁界の向きが同一である飽和状態であったときに前
記参照値抽出手段により抽出された前記正弦参照値と前
記余弦参照値に応じて所定の演算処理により算出された
飽和参照値と、該ロータ角度の算出時に前記ｑ軸電機子
により生じる磁界の向きと前記モータのロータの磁極に
より生じる磁界の向きが逆である非飽和状態であったと
きに前記参照値抽出手段により抽出された前記正弦参照
値と前記余弦参照値とに応じて前記演算処理により算出
された非飽和参照値の中間値付近に設定された閾値との
相関関係を表すマップ又は関係式のデータを予め記憶し
た相関関係データ記憶手段を有する。
のロータの磁束方向であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、
ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ軸電機子とを有する等価
回路に変換して扱い、該ｑ軸電機子に所定の磁極判別電
流を流した状態で前記ロータ角度算出手段により前記モ
ータのロータ角度を算出したときに、算出されたロータ
角度と、該ロータ角度の算出時に前記ｑ軸電機子により
生じる磁界の向きと前記モータのロータの磁極により生
じる磁界の向きが同一である飽和状態であったときに前
記参照値抽出手段により抽出された前記正弦参照値と前
記余弦参照値に応じて所定の演算処理により算出された
飽和参照値と、該ロータ角度の算出時に前記ｑ軸電機子
により生じる磁界の向きと前記モータのロータの磁極に
より生じる磁界の向きが逆である非飽和状態であったと
きに前記参照値抽出手段により抽出された前記正弦参照
値と前記余弦参照値とに応じて前記演算処理により算出
された非飽和参照値の中間値付近に設定された閾値との
相関関係を表すマップ又は関係式のデータを予め記憶し
た相関関係データ記憶手段を有する。
【００７７】そして、前記モータを前記等価回路に変換
して扱い、前記ｑ軸電機子に前記磁極判別電流を流した
状態で前記ロータ角度算出手段により算出された前記モ
ータのロータ角度を前記マップ又は前記関係式に適用し
て得られる該ロータ角度に応じた閾値と、該ロータ角度
の算出時に前記参照値抽出手段により抽出された前記正
弦参照値と前記余弦参照値に応じて前記演算処理により
算出した磁極判別値とを比較することによって、前記モ
ータのロータが前記飽和状態と前記非飽和状態のいずれ
の状態にあるかを判断して前記モータのロータの磁極の
向きを判別する磁極向き判別手段を備えたことを特徴と
する。
して扱い、前記ｑ軸電機子に前記磁極判別電流を流した
状態で前記ロータ角度算出手段により算出された前記モ
ータのロータ角度を前記マップ又は前記関係式に適用し
て得られる該ロータ角度に応じた閾値と、該ロータ角度
の算出時に前記参照値抽出手段により抽出された前記正
弦参照値と前記余弦参照値に応じて前記演算処理により
算出した磁極判別値とを比較することによって、前記モ
ータのロータが前記飽和状態と前記非飽和状態のいずれ
の状態にあるかを判断して前記モータのロータの磁極の
向きを判別する磁極向き判別手段を備えたことを特徴と
する。
【００７８】かかる本発明によれば、詳細は後述する
が、前記磁極向き判別手段は、前記ｑ軸電機子に前記磁
極判別電流を流した状態で前記ロータ角度算出手段によ
り前記モータのロータ角度を算出し、算出した該ロータ
角度を前記ロータ角度／閾値テーブルに適用して得た閾
値と、該ロータ角度の算出時に前記参照値抽出手段によ
り抽出された前記正弦参照値と前記余弦参照値とに応じ
て前記演算処理により算出した前記磁極判別値とを比較
することによって、前記ロータの磁極の向きを判別する
ことができる。これにより、前記モータのロータ角度を
０〜３６０°の範囲で検出することができる。
が、前記磁極向き判別手段は、前記ｑ軸電機子に前記磁
極判別電流を流した状態で前記ロータ角度算出手段によ
り前記モータのロータ角度を算出し、算出した該ロータ
角度を前記ロータ角度／閾値テーブルに適用して得た閾
値と、該ロータ角度の算出時に前記参照値抽出手段によ
り抽出された前記正弦参照値と前記余弦参照値とに応じ
て前記演算処理により算出した前記磁極判別値とを比較
することによって、前記ロータの磁極の向きを判別する
ことができる。これにより、前記モータのロータ角度を
０〜３６０°の範囲で検出することができる。
【００７９】
【発明の実施の形態】本発明の実施の形態の一例につい
て図１〜図４を参照して説明する。図１はＤＣブラシレ
スモータの構成図、図２は図１に示したＤＣブラシレス
モータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロ
ック図、図３はロータの磁極の向きを判別する方法を説
明するためのグラフ、図４はＤＣブラシレスモータの出
力トルクのボトム値の低下を抑制する方法を説明するた
めのグラフである。
て図１〜図４を参照して説明する。図１はＤＣブラシレ
スモータの構成図、図２は図１に示したＤＣブラシレス
モータの作動を制御するモータコントローラの制御ブロ
ック図、図３はロータの磁極の向きを判別する方法を説
明するためのグラフ、図４はＤＣブラシレスモータの出
力トルクのボトム値の低下を抑制する方法を説明するた
めのグラフである。
【００８０】図２に示したモータコントローラ１０は、
図１（ａ）に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１の
電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御す
るものであり、ＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ
１という）を、ロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸
上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ
軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換し
て扱う。
図１（ａ）に示した突極型のＤＣブラシレスモータ１の
電機子３，４，５に流れる電流をフィードバック制御す
るものであり、ＤＣブラシレスモータ１（以下、モータ
１という）を、ロータ２の界磁極の磁束方向であるｑ軸
上にあるｑ軸電機子と該ｑ軸と直交するｄ軸上にあるｄ
軸電機子とを有するｄｑ座標系による等価回路に変換し
て扱う。
【００８１】そして、モータコントローラ１０は、外部
から与えられるｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電
流という）の指示値であるＩｄ＿ｃとｑ軸電機子に流れ
る電流（以下、ｑ軸電流という）の指示値であるＩｑ＿
ｃとが、実際にモータ１の３相の電機子に流れる電流の
検出値から３相／ｄｑ変換により算出したｄ軸電流の検
出値であるＩｄ＿ｓとｑ軸電流の検出値であるＩｑ＿ｓ
とに、それぞれ一致するように、モータ１の３相の電機
子に印加する電圧を制御する。
から与えられるｄ軸電機子に流れる電流（以下、ｄ軸電
流という）の指示値であるＩｄ＿ｃとｑ軸電機子に流れ
る電流（以下、ｑ軸電流という）の指示値であるＩｑ＿
ｃとが、実際にモータ１の３相の電機子に流れる電流の
検出値から３相／ｄｑ変換により算出したｄ軸電流の検
出値であるＩｄ＿ｓとｑ軸電流の検出値であるＩｑ＿ｓ
とに、それぞれ一致するように、モータ１の３相の電機
子に印加する電圧を制御する。
【００８２】モータコントローラ１０は、ｄ軸電機子に
印加する電圧（以下、ｄ軸電圧という）の指示値である
Ｖｄ＿ｃとｑ軸電機子に印加する電圧（以下、ｑ軸電圧
という）の指示値であるＶｑ＿ｃとを、Ｕ，Ｖ，Ｗの３
相の電機子に印加する電圧の指示値であるＶＵ＿ｃ，Ｖ
Ｖ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに変換するｄｑ／３相変換部２０、ｄ
ｑ／３相変換部２０から出力されるＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿
ｃ，ＶＷ＿ｃに、それぞれ高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ
を重畳する高周波重畳部２１（本発明の高周波重畳手段
に相当する）、及び該高周波電圧が重畳されたＶＵ＿
ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに応じた電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ
をＤＣブラシレスモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子
にそれぞれ印加するパワードライブユニット２２（本発
明の電圧印加手段に相当する）を備える。
印加する電圧（以下、ｄ軸電圧という）の指示値である
Ｖｄ＿ｃとｑ軸電機子に印加する電圧（以下、ｑ軸電圧
という）の指示値であるＶｑ＿ｃとを、Ｕ，Ｖ，Ｗの３
相の電機子に印加する電圧の指示値であるＶＵ＿ｃ，Ｖ
Ｖ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに変換するｄｑ／３相変換部２０、ｄ
ｑ／３相変換部２０から出力されるＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿
ｃ，ＶＷ＿ｃに、それぞれ高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ
を重畳する高周波重畳部２１（本発明の高周波重畳手段
に相当する）、及び該高周波電圧が重畳されたＶＵ＿
ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに応じた電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ
をＤＣブラシレスモータ１のＵ，Ｖ，Ｗの各相の電機子
にそれぞれ印加するパワードライブユニット２２（本発
明の電圧印加手段に相当する）を備える。
【００８３】さらに、モータコントローラ１０は、ＤＣ
ブラシレスモータ１のＵ相（本発明の第１相に相当す
る）の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２
３（本発明の第１電流検出手段に相当する）、ＤＣブラ
シレスモータ１のＷ相（本発明の第２相に相当する）の
電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本
発明の第２電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ
２３の検出電流値ＩＵ＿ｓとＷ相電流センサ２４の検出
電流値ＩＷ＿ｓとを用いてロータ角度θを検出する角度
検出部２５、ＩＵ＿ｓとＩＷ＿ｓとを用いてＩｄ＿ｓと
Ｉｑ＿ｓとを算出する３相／ｄｑ変換部２６、及びｄ軸
とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打消す処理を
行なう非干渉演算部２７を備える。
ブラシレスモータ１のＵ相（本発明の第１相に相当す
る）の電機子に流れる電流を検出するＵ相電流センサ２
３（本発明の第１電流検出手段に相当する）、ＤＣブラ
シレスモータ１のＷ相（本発明の第２相に相当する）の
電機子に流れる電流を検出するＷ相電流センサ２４（本
発明の第２電流検出手段に相当する）、Ｕ相電流センサ
２３の検出電流値ＩＵ＿ｓとＷ相電流センサ２４の検出
電流値ＩＷ＿ｓとを用いてロータ角度θを検出する角度
検出部２５、ＩＵ＿ｓとＩＷ＿ｓとを用いてＩｄ＿ｓと
Ｉｑ＿ｓとを算出する３相／ｄｑ変換部２６、及びｄ軸
とｑ軸間で干渉し合う速度起電力の影響を打消す処理を
行なう非干渉演算部２７を備える。
【００８４】モータコントローラ１０は、ｄ軸電流の指
令値Ｉｄ＿ｃと検出値Ｉｄ＿ｓとを第１減算器２８で減
算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比
例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加
算して、Ｉｄ＿ｃとＩｄ＿ｓとの偏差に応じたｄ軸電圧
の指令値Ｖｄ＿ｃを生成する。
令値Ｉｄ＿ｃと検出値Ｉｄ＿ｓとを第１減算器２８で減
算し、その減算結果に第１のＰＩ演算部２９でＰＩ（比
例積分）処理を施し、第１加算器３０で非干渉成分を加
算して、Ｉｄ＿ｃとＩｄ＿ｓとの偏差に応じたｄ軸電圧
の指令値Ｖｄ＿ｃを生成する。
【００８５】また、モータコントローラ１０は、同様に
して、ｑ軸電流の指令値Ｉｑ＿ｃと検出値Ｉｑ＿ｓとを
第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演
算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成
分を加算して、Ｉｑ＿ｃとＩｑ＿ｓとの偏差に応じたｑ
軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃを生成する。
して、ｑ軸電流の指令値Ｉｑ＿ｃと検出値Ｉｑ＿ｓとを
第２減算器３１で減算し、その減算結果に第２のＰＩ演
算部３２でＰＩ処理を施し、第２加算器３３で非干渉成
分を加算して、Ｉｑ＿ｃとＩｑ＿ｓとの偏差に応じたｑ
軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃを生成する。
【００８６】そして、モータコントローラ１０は、ｄ軸
電圧の指令値Ｖｄ＿ｃとｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃとを
ｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワー
ドライブユニット２２を介して、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ
＿ｃと検出値Ｉｄ＿ｓとの偏差、及びｑ軸電流の指令値
Ｉｑ＿ｃと検出値Ｉｑ＿ｓとの偏差を解消するように、
ＤＣブラシレスモータ１の電機子に３相電圧ＶＵ，Ｖ
Ｖ，ＶＷが印加され、ＤＣブラシレスモータ１の電機子
に流れる電流が制御される。
電圧の指令値Ｖｄ＿ｃとｑ軸電圧の指令値Ｖｑ＿ｃとを
ｄｑ／３相変換部２０に入力する。これにより、パワー
ドライブユニット２２を介して、ｄ軸電流の指令値Ｉｄ
＿ｃと検出値Ｉｄ＿ｓとの偏差、及びｑ軸電流の指令値
Ｉｑ＿ｃと検出値Ｉｑ＿ｓとの偏差を解消するように、
ＤＣブラシレスモータ１の電機子に３相電圧ＶＵ，Ｖ
Ｖ，ＶＷが印加され、ＤＣブラシレスモータ１の電機子
に流れる電流が制御される。
【００８７】ここで、３相／ｄｑ変換部２６は、Ｕ相電
流センサ２３の検出電流値ＩＵ＿ｓと、Ｗ相電流センサ
２４の検出電流値ＩＷ＿ｓと、ロータ角度θとからｄ軸
電流の検出値Ｉｄ＿ｓとｑ軸電流の検出値Ｉｑ＿ｓと
を、以下の式（３５）と式（３６）から算出するため、
モータコントローラ１０はロータ角度θを検出する必要
がある。
流センサ２３の検出電流値ＩＵ＿ｓと、Ｗ相電流センサ
２４の検出電流値ＩＷ＿ｓと、ロータ角度θとからｄ軸
電流の検出値Ｉｄ＿ｓとｑ軸電流の検出値Ｉｑ＿ｓと
を、以下の式（３５）と式（３６）から算出するため、
モータコントローラ１０はロータ角度θを検出する必要
がある。
【００８８】
【数３５】
【００８９】
【数３６】
【００９０】そして、モータコントローラ１０は、レゾ
ルバ等の位置検出センサを用いずに、ｄｑ／３相変換部
２０から出力されるＵ，Ｖ，Ｗ相に印加する電圧の指令
値ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに対して、高周波重畳
部２１から出力される高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ（前
記式（１９）参照）をそれぞれ重畳することによってロ
ータ角度θを検出する。
ルバ等の位置検出センサを用いずに、ｄｑ／３相変換部
２０から出力されるＵ，Ｖ，Ｗ相に印加する電圧の指令
値ＶＵ＿ｃ，ＶＶ＿ｃ，ＶＷ＿ｃに対して、高周波重畳
部２１から出力される高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗ（前
記式（１９）参照）をそれぞれ重畳することによってロ
ータ角度θを検出する。
【００９１】すなわち、第３加算器３４でＶＵ＿ｃにｖ
ｕを加算し、第４加算器３５でＶＶ＿ｃにｖｖを加算
し、第５加算器３６でＶＷ＿ｃにｖｗを加算する。そし
て、角度検出部２５は、高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを
重畳したときに、Ｕ相電流センサ２３により検出される
電流値ＩＵ＿ｓとＷ相電流センサ２４により検出される
電流値ＩＷ＿ｓとを用いて、ロータ角度θを検出する。
ｕを加算し、第４加算器３５でＶＶ＿ｃにｖｖを加算
し、第５加算器３６でＶＷ＿ｃにｖｗを加算する。そし
て、角度検出部２５は、高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを
重畳したときに、Ｕ相電流センサ２３により検出される
電流値ＩＵ＿ｓとＷ相電流センサ２４により検出される
電流値ＩＷ＿ｓとを用いて、ロータ角度θを検出する。
【００９２】なお、角度検出部２５は、本発明の参照値
抽出手段とロータ角度算出手段と磁極向き判別手段の機
能を含み、角度検出部２５、パワードライブユニット２
２、高周波重畳部２１、Ｕ相電流センサ２３、及びＷ相
電流センサ２４により本発明のＤＣブラシレスモータの
ロータ角度検出装置が構成される。以下、高周波重畳部
２１と角度検出部２５とによるロータ角度θの検出処理
について説明する。
抽出手段とロータ角度算出手段と磁極向き判別手段の機
能を含み、角度検出部２５、パワードライブユニット２
２、高周波重畳部２１、Ｕ相電流センサ２３、及びＷ相
電流センサ２４により本発明のＤＣブラシレスモータの
ロータ角度検出装置が構成される。以下、高周波重畳部
２１と角度検出部２５とによるロータ角度θの検出処理
について説明する。
【００９３】角度検出部２５は、上述した式（２８）と
式（２９）のＩｕとＩｗに、Ｕ相電流センサ２３により
検出された電流値ＩＵ＿ｓとＷ相電流センサ２４により
検出された電流値ＩＷ＿ｓをそれぞれ代入し、式（２
８）と式（２９）のωに高周波重畳部２１により重畳さ
れた高周波電圧ｖｕ,ｖｖ，ｖｗの角速度ωを代入し
て、ロータ角度θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照
値Ｖｃとを算出する。なお、式（２８）と式（２９）に
おけるωｔについてのｓｉｎ，ｃｏｓ成分が本発明の重
畳した高周波電圧に応じた高周波成分に該当する。
式（２９）のＩｕとＩｗに、Ｕ相電流センサ２３により
検出された電流値ＩＵ＿ｓとＷ相電流センサ２４により
検出された電流値ＩＷ＿ｓをそれぞれ代入し、式（２
８）と式（２９）のωに高周波重畳部２１により重畳さ
れた高周波電圧ｖｕ,ｖｖ，ｖｗの角速度ωを代入し
て、ロータ角度θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照
値Ｖｃとを算出する。なお、式（２８）と式（２９）に
おけるωｔについてのｓｉｎ，ｃｏｓ成分が本発明の重
畳した高周波電圧に応じた高周波成分に該当する。
【００９４】なお、上記式（２８）と式（２９）では、
積分期間を０〜２π／ωとして、ＩｕとＩｗの直流成分
（Ｉudc，Ｉwdc）に関する積分値が０になるようにした
が、ＩｕとＩｗが直流成分を含まず、上記式（２２），
（２３）の形で表される場合には、以下の式（３７），
（３８）に示したように、積分期間を０〜π／ωとして
も正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを算出することがで
きる。
積分期間を０〜２π／ωとして、ＩｕとＩｗの直流成分
（Ｉudc，Ｉwdc）に関する積分値が０になるようにした
が、ＩｕとＩｗが直流成分を含まず、上記式（２２），
（２３）の形で表される場合には、以下の式（３７），
（３８）に示したように、積分期間を０〜π／ωとして
も正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃを算出することがで
きる。
【００９５】
【数３７】
【００９６】
【数３８】
【００９７】そして、角度検出部２５は、算出した正弦
参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとから、以下の式（３９）
によりロータ角度θを算出する。
参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとから、以下の式（３９）
によりロータ角度θを算出する。
【００９８】
【数３９】
【００９９】この場合、モータ１のモータパラメータが
変動しても上記記式（２８）と式（２９）により算出さ
れる正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとの比率は変わら
ないので、上記式（３９）によるロータ角度θの算出に
影響を及ぼさない。
変動しても上記記式（２８）と式（２９）により算出さ
れる正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとの比率は変わら
ないので、上記式（３９）によるロータ角度θの算出に
影響を及ぼさない。
【０１００】また、ロータ２のギャップのインダクタン
スの変動はロータ角度θの１／２の周期なので、突極性
のあるＤＣブラシレスモータの場合、電気角で０〜１８
０°又は１８０〜３６０°の範囲での角度演算が可能で
ある。そのため、０〜３６０°の範囲でロータ角度θを
検出するためには、ロータ２の磁極の向きを判別する処
理が必要となる。
スの変動はロータ角度θの１／２の周期なので、突極性
のあるＤＣブラシレスモータの場合、電気角で０〜１８
０°又は１８０〜３６０°の範囲での角度演算が可能で
ある。そのため、０〜３６０°の範囲でロータ角度θを
検出するためには、ロータ２の磁極の向きを判別する処
理が必要となる。
【０１０１】この場合、ｑ軸電機子に電流を流してｑ軸
方向（ロータ２の磁石の磁束方向）に磁界を生じさせる
と、電流により生じた磁界の向きと磁石により生じた磁
界の向きが同一である飽和状態であるときは飽和により
Δｌ（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の自己インダクタンスの直流分
ｌの変動分）が大きくなる。一方、電流により生じた磁
界の向きと磁石により生じた磁界の向きが逆である非飽
和状態であるときにはΔｌが小さくなる。
方向（ロータ２の磁石の磁束方向）に磁界を生じさせる
と、電流により生じた磁界の向きと磁石により生じた磁
界の向きが同一である飽和状態であるときは飽和により
Δｌ（Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の自己インダクタンスの直流分
ｌの変動分）が大きくなる。一方、電流により生じた磁
界の向きと磁石により生じた磁界の向きが逆である非飽
和状態であるときにはΔｌが小さくなる。
【０１０２】そのため、Δｌの値により変化する正弦参
照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃ（上記式（２８）,（２９）
により算出される）から以下の式（４０）（本発明の所
定の演算処理に相当する）により算出した磁極判別値Ａ
の値は、ロータ２が前記飽和状態にあるときと前記非飽
和状態にあるときとで相違する。
照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃ（上記式（２８）,（２９）
により算出される）から以下の式（４０）（本発明の所
定の演算処理に相当する）により算出した磁極判別値Ａ
の値は、ロータ２が前記飽和状態にあるときと前記非飽
和状態にあるときとで相違する。
【０１０３】
【数４０】
【０１０４】したがって、角度検出部２５は、高周波重
畳部２１により高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳する
と共にｑ軸電機子に所定の磁極判別電流を流した状態に
おけるＷ相電流センサ２４とＵ相電流センサ２３の検出
電流値から、上記式（２８），（２９）により正弦参照
値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとを算出し、該正弦参照値Ｖｓ
と余弦参照値Ｖｃから上記式（４０）により算出した磁
極判別値Ａを予め定めた閾値と比較することにより、ロ
ータ２が前記飽和状態と非飽和状態のうちのいずれであ
るかを検知してロータ２の磁極の向きを判別することが
できる。
畳部２１により高周波電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳する
と共にｑ軸電機子に所定の磁極判別電流を流した状態に
おけるＷ相電流センサ２４とＵ相電流センサ２３の検出
電流値から、上記式（２８），（２９）により正弦参照
値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃとを算出し、該正弦参照値Ｖｓ
と余弦参照値Ｖｃから上記式（４０）により算出した磁
極判別値Ａを予め定めた閾値と比較することにより、ロ
ータ２が前記飽和状態と非飽和状態のうちのいずれであ
るかを検知してロータ２の磁極の向きを判別することが
できる。
【０１０５】しかし、ロータ２や電機子３，４，５の形
状等によっては、ロータ２が前記飽和状態にあるときと
前記非飽和状態にあるときとで、磁極判別値Ａの値に差
が生じない場合がある。そして、この場合には、磁極判
別値Ａを予め定めた閾値と単純に比較することによって
は、ロータ２の磁極の向きを判別することができない。
状等によっては、ロータ２が前記飽和状態にあるときと
前記非飽和状態にあるときとで、磁極判別値Ａの値に差
が生じない場合がある。そして、この場合には、磁極判
別値Ａを予め定めた閾値と単純に比較することによって
は、ロータ２の磁極の向きを判別することができない。
【０１０６】ここで、図３（ａ）は、ロータ２の実角度
に対する磁極判別値Ａの変化の例を示したグラフであ
り、横軸がロータ角度θの実際値、縦軸が磁極判別値Ａ
に設定されている。そして、図中がロータ２が前記飽
和状態にあるときの磁極判別値Ａの推移を示し、図中
がロータ２が前記非飽和状態にあるときの磁極判別値Ａ
の推移を示している。図３（ａ）のグラフのように、ロ
ータ２の磁極の向きを判別するための閾値Ｂを一定の値
とすると、とのいずれもが飽和状態であると誤って
判別されてしまう箇所があるため、磁極判別値Ａからロ
ータ２の磁極の向きを判別することができない。
に対する磁極判別値Ａの変化の例を示したグラフであ
り、横軸がロータ角度θの実際値、縦軸が磁極判別値Ａ
に設定されている。そして、図中がロータ２が前記飽
和状態にあるときの磁極判別値Ａの推移を示し、図中
がロータ２が前記非飽和状態にあるときの磁極判別値Ａ
の推移を示している。図３（ａ）のグラフのように、ロ
ータ２の磁極の向きを判別するための閾値Ｂを一定の値
とすると、とのいずれもが飽和状態であると誤って
判別されてしまう箇所があるため、磁極判別値Ａからロ
ータ２の磁極の向きを判別することができない。
【０１０７】そこで、かかる場合には、角度検出部２５
は、以下の方法によりロータ２の磁極の向きを判別す
る。
は、以下の方法によりロータ２の磁極の向きを判別す
る。
【０１０８】図３（ａ）のグラフをみると、とは同
じ周期をもって変動しているが、位相には若干の差が生
じている。そして、ロータ２が飽和状態にあるときに角
度検出部２５により検出されたロータ角度と、ロータ２
が非飽和状態にあるときに角度検出部２５により検出さ
れたロータ角度とを比較すると、ロータ２の実角度に対
するずれに差が見られる。
じ周期をもって変動しているが、位相には若干の差が生
じている。そして、ロータ２が飽和状態にあるときに角
度検出部２５により検出されたロータ角度と、ロータ２
が非飽和状態にあるときに角度検出部２５により検出さ
れたロータ角度とを比較すると、ロータ２の実角度に対
するずれに差が見られる。
【０１０９】そこで、角度検出部２５により検出された
ロータ角度に対する磁極判別値Ａの変化をグラフ化した
のが図３（ｂ）である。図３（ｂ）のグラフは、図３
（ａ）と同様に、横軸がロータ角度θの検出値、縦軸が
磁極判別値Ａに設定されている。そして、図中はロー
タ２が飽和状態にあるときの磁極判別値Ａの推移を示
し、図中はロータ２が非飽和状態にあるときの磁極判
別値Ａの推移を示している。
ロータ角度に対する磁極判別値Ａの変化をグラフ化した
のが図３（ｂ）である。図３（ｂ）のグラフは、図３
（ａ）と同様に、横軸がロータ角度θの検出値、縦軸が
磁極判別値Ａに設定されている。そして、図中はロー
タ２が飽和状態にあるときの磁極判別値Ａの推移を示
し、図中はロータ２が非飽和状態にあるときの磁極判
別値Ａの推移を示している。
【０１１０】図３（ｂ）から明らかなように、ロータ角
度θの算出値に対しては、との値に差が生じてい
る。そのため、図中で示したように、予めとの間
にロータ角度θによってその値が変化する閾値を設定
し、ロータ角度θの検出値と該閾値の大小を確認するこ
とによって、ロータ角度検出部２５は、ロータ２の磁極
の向きを判別することができる。
度θの算出値に対しては、との値に差が生じてい
る。そのため、図中で示したように、予めとの間
にロータ角度θによってその値が変化する閾値を設定
し、ロータ角度θの検出値と該閾値の大小を確認するこ
とによって、ロータ角度検出部２５は、ロータ２の磁極
の向きを判別することができる。
【０１１１】図３（ｂ）では、閾値として及びと周
期が同一である正弦波を用い、ロータ角度θの検出値に
応じた閾値を得るために、ロータ角度θと該ロータ角度
θに対応する閾値の相関関係を表すマップのデータがメ
モリに記憶されている。
期が同一である正弦波を用い、ロータ角度θの検出値に
応じた閾値を得るために、ロータ角度θと該ロータ角度
θに対応する閾値の相関関係を表すマップのデータがメ
モリに記憶されている。
【０１１２】角度検出部２５は、先ず、モータ１の駆動
電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに高周波ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳
すると共にモータ１のｑ軸電機子に磁極判別電流を流し
た状態で、ロータ角度θを検出し、検出したロータ角度
θを前記相関データに適用して該ロータ角度に対応した
閾値を得る。
電圧ＶＵ，ＶＶ，ＶＷに高周波ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを重畳
すると共にモータ１のｑ軸電機子に磁極判別電流を流し
た状態で、ロータ角度θを検出し、検出したロータ角度
θを前記相関データに適用して該ロータ角度に対応した
閾値を得る。
【０１１３】そして、角度検出部２５は、ロータ角度θ
の検出時に算出した正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃか
ら上記式（４０）により磁極判別値Ａを算出し、該磁極
判別値Ａを該ロータ角度θに対応した閾値と比較する。
磁極判別値Ａが閾値よりも大きければロータ２は飽和状
態にあり、磁極判別値Ａが閾値よりも小さければロータ
２は非飽和状態にあると判断できるので、角度検出部２
５は、ロータ２の磁極の向きを判別することができる。
の検出時に算出した正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃか
ら上記式（４０）により磁極判別値Ａを算出し、該磁極
判別値Ａを該ロータ角度θに対応した閾値と比較する。
磁極判別値Ａが閾値よりも大きければロータ２は飽和状
態にあり、磁極判別値Ａが閾値よりも小さければロータ
２は非飽和状態にあると判断できるので、角度検出部２
５は、ロータ２の磁極の向きを判別することができる。
【０１１４】なお、ロータ角度θに対応する閾値の相関
関係をマップではなく関係式で表し、該関係式のデータ
をメモリに記憶し、該関係式に角度検出部２５により検
出されたロータ角度θを適用して該ロータ角度θに対応
した閾値を得るようにしてもよい。
関係をマップではなく関係式で表し、該関係式のデータ
をメモリに記憶し、該関係式に角度検出部２５により検
出されたロータ角度θを適用して該ロータ角度θに対応
した閾値を得るようにしてもよい。
【０１１５】また、本実施の形態においては、角度検出
部２５は前記式（２８），（２９）において、時間に応
じて変化する高周波成分を積分演算により、ロータ角度
θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃの値を算
出したが、ローパスフィルタを施して正弦参照値と余弦
参照値を出力するように処理してもよい。
部２５は前記式（２８），（２９）において、時間に応
じて変化する高周波成分を積分演算により、ロータ角度
θの２倍角の正弦参照値Ｖｓと余弦参照値Ｖｃの値を算
出したが、ローパスフィルタを施して正弦参照値と余弦
参照値を出力するように処理してもよい。
【０１１６】また、ロータ角度θの推定角度θ＾を用い
れば、θとθ＾の誤差がほぼ零である場合、以下の式
（４１）の関係となり、推定角度θ＾と正弦参照値Ｖｓ
と余弦参照値Ｖｃとを用いて、推定角度θ＾と実角度θ
の位相差の近似値を求めることができ、この位相差の近
似値から実角度θを算出することができる。
れば、θとθ＾の誤差がほぼ零である場合、以下の式
（４１）の関係となり、推定角度θ＾と正弦参照値Ｖｓ
と余弦参照値Ｖｃとを用いて、推定角度θ＾と実角度θ
の位相差の近似値を求めることができ、この位相差の近
似値から実角度θを算出することができる。
【０１１７】
【数４１】
【０１１８】そして、この位相差の近似値を用いて、オ
ブザーバによる追従演算によってロータ角度の推定角度
θ＾の推定誤差がゼロに収束するように修正することも
可能である。以下、オブザーバによる角度推定θ＾の修
正処理について説明する。
ブザーバによる追従演算によってロータ角度の推定角度
θ＾の推定誤差がゼロに収束するように修正することも
可能である。以下、オブザーバによる角度推定θ＾の修
正処理について説明する。
【０１１９】ＤＣブラシレスモータ１が一定の角速度で
回転しているとすると、サンプリング時間Δｔごとのロ
ータ角度θと角速度ωmとの関係は以下の式（４２）で
表される。
回転しているとすると、サンプリング時間Δｔごとのロ
ータ角度θと角速度ωmとの関係は以下の式（４２）で
表される。
【０１２０】
【数４２】
【０１２１】ただし、θ（ｎ）とωm（ｎ）はそれぞれ
あるサンプル時点ｎにおけるロータ角度θと角速度ωm
であり、θ（ｎ＋１）とωm（ｎ＋１）はそれぞれｎの
次のサンプル時点ｎ＋１におけるロータ角度θと角速度
ωmである。
あるサンプル時点ｎにおけるロータ角度θと角速度ωm
であり、θ（ｎ＋１）とωm（ｎ＋１）はそれぞれｎの
次のサンプル時点ｎ＋１におけるロータ角度θと角速度
ωmである。
【０１２２】そして、式（４２）で示されるモデルのシ
ミュレータに、推定角度θ＾と推定角速度ωm＾を入力
し、実角度θ（ｎ）と推定角度θ＾（ｎ）の位相差に演
算ゲインＫ１，Ｋ２，Ｋ〜によるゲインを乗じてフィー
ドバックする以下の式（４３）に示した演算を行なう。
ミュレータに、推定角度θ＾と推定角速度ωm＾を入力
し、実角度θ（ｎ）と推定角度θ＾（ｎ）の位相差に演
算ゲインＫ１，Ｋ２，Ｋ〜によるゲインを乗じてフィー
ドバックする以下の式（４３）に示した演算を行なう。
【０１２３】
【数４３】
【０１２４】ただし、Ｋ１〜＝Ｋ１・Ｋ〜、Ｋ２〜＝Ｋ
２・Ｋ〜 上記式（４３）は、シミュレータのモータも一定の角速
度で回転するものと仮定して、位相差によるフィードバ
ックを行なった定常回転モータモデルに対するオブザー
バとなっている。そして、前記式（４２）と式（４３）
から、以下の式（４４）が成り立つ。
２・Ｋ〜 上記式（４３）は、シミュレータのモータも一定の角速
度で回転するものと仮定して、位相差によるフィードバ
ックを行なった定常回転モータモデルに対するオブザー
バとなっている。そして、前記式（４２）と式（４３）
から、以下の式（４４）が成り立つ。
【０１２５】
【数４４】
【０１２６】式（４４）で表される系の特性方程式は以
下の式（４５）となり、その解である固有値λは以下の
式（４６）で算出される。
下の式（４５）となり、その解である固有値λは以下の
式（４６）で算出される。
【０１２７】
【数４５】
【０１２８】
【数４６】
【０１２９】そして、推定角度θ＾と実角度θが一致す
るためには、上記式（４６）により算出される固有値λ
の絶対値が１以下とならなければならない。そのために
は０＜Ｋ１＜４となる必要があり、Ｋ２＝（Ｋ１×Ｋ
１）／４Δｔであれば固有値λは実軸上に配置される。
特に、Ｋ１＝２且つＫ２＝１／Δｔであるとき、系は有
限整定であり２ステップで推定角度θ＾と実角度θの差
（推定誤差）がゼロとなる。そこで、このようにＫ１と
Ｋ２を決定することによって、推定角度θ＾の推定誤差
をゼロとすることができる。
るためには、上記式（４６）により算出される固有値λ
の絶対値が１以下とならなければならない。そのために
は０＜Ｋ１＜４となる必要があり、Ｋ２＝（Ｋ１×Ｋ
１）／４Δｔであれば固有値λは実軸上に配置される。
特に、Ｋ１＝２且つＫ２＝１／Δｔであるとき、系は有
限整定であり２ステップで推定角度θ＾と実角度θの差
（推定誤差）がゼロとなる。そこで、このようにＫ１と
Ｋ２を決定することによって、推定角度θ＾の推定誤差
をゼロとすることができる。
【０１３０】また、上記式（３１）の関係式からロータ
角度の推定値θ＾と実際値θとの位相差（θ−θ＾）に
応じた位相差データとして以下の式（４７）に示すΔθ
ｎを算出し、該位相差（θ−θ＾）を解消するように構
成した以下の式（４８）で表されるオブザーバによりロ
ータ角度θを算出すると、高周波成分の大きさ（√（Ｖ
ｓ2＋Ｖｃ2））の変動に伴ってゲインも変動することと
なって、安定性が損なわれる可能性がある。
角度の推定値θ＾と実際値θとの位相差（θ−θ＾）に
応じた位相差データとして以下の式（４７）に示すΔθ
ｎを算出し、該位相差（θ−θ＾）を解消するように構
成した以下の式（４８）で表されるオブザーバによりロ
ータ角度θを算出すると、高周波成分の大きさ（√（Ｖ
ｓ2＋Ｖｃ2））の変動に伴ってゲインも変動することと
なって、安定性が損なわれる可能性がある。
【０１３１】
【数４７】
【０１３２】
【数４８】
【０１３３】但し、Ｋ１，Ｋ２：演算ゲイン。
【０１３４】そこで、かかる安定性の毀損を避けるた
め、位相差データとして上記式（３２）により算出され
るΔθ1を用いることが有効である。また、角度検出部
２５の演算能力が低く、上記式（３２）の平方根演算に
時間を要する場合には、上記式（３３）による近似を行
なってもよい。
め、位相差データとして上記式（３２）により算出され
るΔθ1を用いることが有効である。また、角度検出部
２５の演算能力が低く、上記式（３２）の平方根演算に
時間を要する場合には、上記式（３３）による近似を行
なってもよい。
【０１３５】ここで、このように上記式（３２）又は式
（３３）により算出した位相差データΔθ1を用いて構
成したオブザーバによりロータ角度θを検出し、該ロー
タ角度θに基づいてモータ１に印加する駆動電圧（Ｖ
Ｕ，ＶＶ，ＶＷ）を制御した場合、モータ１の出力トル
クのボトム値Ｄ（出力トルクの変化の下端値）が低下
し、出力トルクの脈動が大きくなる場合がある。
（３３）により算出した位相差データΔθ1を用いて構
成したオブザーバによりロータ角度θを検出し、該ロー
タ角度θに基づいてモータ１に印加する駆動電圧（Ｖ
Ｕ，ＶＶ，ＶＷ）を制御した場合、モータ１の出力トル
クのボトム値Ｄ（出力トルクの変化の下端値）が低下
し、出力トルクの脈動が大きくなる場合がある。
【０１３６】図４（ａ）は、モータ１の出力トルクのボ
トム値Ｄが低下した様子を示したグラフであり、横軸が
時間（ｔ）、右縦軸がモータ１の出力トルク（Ｔｒ）、
左縦軸がロータ角度（θ）に設定されている。そして、
図中がモータ１の出力トルクの時間推移、図中がロ
ータ角度の検出値の時間推移である。
トム値Ｄが低下した様子を示したグラフであり、横軸が
時間（ｔ）、右縦軸がモータ１の出力トルク（Ｔｒ）、
左縦軸がロータ角度（θ）に設定されている。そして、
図中がモータ１の出力トルクの時間推移、図中がロ
ータ角度の検出値の時間推移である。
【０１３７】図４（ａ）に示したように、モータ１の出
力トルクのボトム値Ｄが低下する要因として、ロータ角
度の実際値に対する検出誤差が生じていることが考えら
れる。そこで、角度検出部２５は、上記式（３４）によ
り算出した、オフセット値（ｏｆｆｓｅｔ）を加えた位
相差データΔθ2を用いて構成したオブザーバによりロ
ータ角度を検出し、強制的にロータ角度の検出値をずら
すことによって、ロータ角度の検出誤差を減少させてい
る。
力トルクのボトム値Ｄが低下する要因として、ロータ角
度の実際値に対する検出誤差が生じていることが考えら
れる。そこで、角度検出部２５は、上記式（３４）によ
り算出した、オフセット値（ｏｆｆｓｅｔ）を加えた位
相差データΔθ2を用いて構成したオブザーバによりロ
ータ角度を検出し、強制的にロータ角度の検出値をずら
すことによって、ロータ角度の検出誤差を減少させてい
る。
【０１３８】図４（ｂ）は、このように、オフセット値
（ｏｆｆｓｅｔ）を加えて算出したΔθ2を用いて構成
したオブザーバにより算出したロータ角度に基づいてモ
ータ１の駆動電圧（ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ）を制御したとき
のモータ１の出力トルクの時間推移を示したグラフであ
り、図４（ａ）と同様に、横軸が時間（ｔ）、右縦軸が
モータ１の出力トルク（Ｔｒ）、左縦軸がロータ角度
（θ）に設定されている。そして、図中がモータ１の
出力トルクの時間推移、図中がロータ角度の検出値で
ある。
（ｏｆｆｓｅｔ）を加えて算出したΔθ2を用いて構成
したオブザーバにより算出したロータ角度に基づいてモ
ータ１の駆動電圧（ＶＵ，ＶＶ，ＶＷ）を制御したとき
のモータ１の出力トルクの時間推移を示したグラフであ
り、図４（ａ）と同様に、横軸が時間（ｔ）、右縦軸が
モータ１の出力トルク（Ｔｒ）、左縦軸がロータ角度
（θ）に設定されている。そして、図中がモータ１の
出力トルクの時間推移、図中がロータ角度の検出値で
ある。
【０１３９】図４（ｂ）に示したように、位相差データ
としてΔθ2を用いることにより、モータ１の出力トル
クの低下を抑制する顕著な効果が得られる。
としてΔθ2を用いることにより、モータ１の出力トル
クの低下を抑制する顕著な効果が得られる。
【０１４０】なお、オブザーバによる追従演算によって
ロータ角度θを求める場合、ＤＣブラシレスモータ１の
パラメータが変動するとゲインが若干変動するが、オブ
ザーバの安定性に影響のない範囲であればロータ角度θ
の推定に問題は生じない。
ロータ角度θを求める場合、ＤＣブラシレスモータ１の
パラメータが変動するとゲインが若干変動するが、オブ
ザーバの安定性に影響のない範囲であればロータ角度θ
の推定に問題は生じない。
【０１４１】また、本実施の形態では、上記式（２８）
により正弦参照値Ｖｓを算出し、上記式（２９）により
余弦参照値Ｖｃを算出したが、以下の式（４９）又は式
（５０）により、正弦参照値Ｖｓを算出してもよい。
により正弦参照値Ｖｓを算出し、上記式（２９）により
余弦参照値Ｖｃを算出したが、以下の式（４９）又は式
（５０）により、正弦参照値Ｖｓを算出してもよい。
【０１４２】
【数４９】
【０１４３】
【数５０】
【０１４４】上記式（４９）、式（５０）は、ロータ角
度θに関係しない項と直交する時間関数を乗算して積分
したものである。上記式（４９），（５０）により正弦
参照値Ｖｓを求めることができるが、余弦参照値Ｖｃを
求めることはできない。しかし、以下の式（５１）によ
り余弦参照値Ｖｃを算出することによって、上述した式
（３０）や式（４３）によるオブザーバの追従演算等に
よりロータ角度を検出することができる。
度θに関係しない項と直交する時間関数を乗算して積分
したものである。上記式（４９），（５０）により正弦
参照値Ｖｓを求めることができるが、余弦参照値Ｖｃを
求めることはできない。しかし、以下の式（５１）によ
り余弦参照値Ｖｃを算出することによって、上述した式
（３０）や式（４３）によるオブザーバの追従演算等に
よりロータ角度を検出することができる。
【０１４５】
【数５１】
【０１４６】また、本実施の形態では、本発明の第１相
をＤＣブラシレスモータ１のＵ相とし、本発明の第２相
をＤＣブラシレスモータ１のＷ相としたが、他の組合せ
を用いてもよい。
をＤＣブラシレスモータ１のＵ相とし、本発明の第２相
をＤＣブラシレスモータ１のＷ相としたが、他の組合せ
を用いてもよい。
【０１４７】また、パワードライブユニット２２がＰＷ
ＭによりＤＣブラシレスモータ１の電機子に印加する電
圧を制御するときには、通常同一位相で与えられる各相
（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のＰＷＭキャリアを、それぞれ角度を１
２０°ずらして与えることによって、ＰＷＭキャリアに
含まれる高周波成分を用いてロータ角度θを検出するこ
とができる。この場合には、パワードライブユニット２
２が本発明の高周波重畳手段の機能を含むこととなり、
高周波重畳部２１は不要となる。
ＭによりＤＣブラシレスモータ１の電機子に印加する電
圧を制御するときには、通常同一位相で与えられる各相
（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のＰＷＭキャリアを、それぞれ角度を１
２０°ずらして与えることによって、ＰＷＭキャリアに
含まれる高周波成分を用いてロータ角度θを検出するこ
とができる。この場合には、パワードライブユニット２
２が本発明の高周波重畳手段の機能を含むこととなり、
高周波重畳部２１は不要となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＤＣブラシレスモータの構造図。
【図２】図１に示したＤＣブラシレスモータの作動を制
御するモータコントローラの制御ブロック図。
御するモータコントローラの制御ブロック図。
【図３】ロータの磁極の向きを判別する方法を説明する
ためのグラフ。
ためのグラフ。
【図４】モータの出力トルクのボトム値の低下を抑制す
る方法を説明するためのグラフ。
る方法を説明するためのグラフ。
１…ＤＣブラシレスモータ、２…ロータ、３…Ｕ相の電
機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モ
ータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…高
周波重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ
相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出
部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部
機子、４…Ｖ相の電機子、５…Ｗ相の電機子、１０…モ
ータコントローラ、２０…ｄｑ／３相変換部、２１…高
周波重畳部、２２…パワードライブユニット、２３…Ｕ
相電流センサ、２４…Ｗ相電流センサ、２５…角度検出
部、２６…３相／ｄｑ変換部、２７…非干渉演算部
─────────────────────────────────────────────────────
フロントページの続き
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
H02P 6/18
H02P 21/00
Claims (8)
- 【請求項１】突極型のＤＣブラシレスモータの３相の電
機子に駆動電圧を印加する電圧印加手段と、該駆動電圧
に高周波電圧を重畳する高周波重畳手段と、該３相の電
機子のうちの第１相の電機子に流れる電流を検出する第
１電流検出手段と、該３相の電機子のうちの第２相の電
機子に流れる電流を検出する第２電流検出手段と、 前記高周波重畳手段により前記駆動電圧に前記高周波電
圧が重畳されたときに前記第１電流検出手段により検出
される第１電流値及び前記第２電流検出手段により検出
される第２電流値と、前記高周波電圧に応じた高周波成
分とを用いて、該高周波成分に対して積分演算処理又は
ローパスフィルタを施すことによって、前記モータのロ
ータ角度の２倍角の正弦値に応じた正弦参照値と該２倍
角の余弦値に応じた余弦参照値とを抽出する参照値抽出
手段と、 該正弦参照値と該余弦参照値とから前記モータのロータ
角度を算出するロータ角度算出手段とを備えたことを特
徴とするＤＣブラシレスモータのロータ角度検出装置。 - 【請求項２】 前記ロータ角度算出手段は、前記正弦参照
値と前記余弦参照値とを用いて前記モータのロータ角度
の推定値（θ＾）と実際値（θ）との位相差（θ−θ
＾）を表す位相差データを算出し、該位相差データが表
す前記位相差（θ−θ＾）を解消するように構成したオ
ブザーバを用いた追従演算により、前記ロータ角度を算
出することを特徴とする請求項１記載のＤＣブラシレス
モータのロータ角度検出装置。 - 【請求項３】 前記参照値抽出手段は、前記積分演算処理
として、次式（１）と（２）の演算を行なうことを特徴
とする請求項１又は請求項２記載のＤＣブラシレスモー
タのロータ角度検出装置。 【数１】 【数２】 但し、上記式（１）において、Ｖｓ：前記正弦参照値、
Ｖｃ：前記余弦参照値、Ｉｕ：前記第１電流値、Ｉｗ：
前記第２電流値、ω：前記高周波電圧の角速度。 - 【請求項４】 前記ロータ角度算出手段は、所定の制御サ
イクルごとに、前記高周波重畳手段により前記駆動電圧
に前記高周波電圧を重畳して前記参照値抽出手段により
前記正弦参照値と前記余弦参照値とを抽出し、前記モー
タのロータ角度の実際値（θ）と推定値（θ＾）との位
相差（θ−θ＾）に応じた位相差データを次式（４）に
基づいて生成し、 最初の制御サイクルにおいては、次式（３）により前記
ＤＣブラシレスモータのロータ角度を算出し、 次の制御サイクル以降においては、前回の制御サイクル
において算出した前記モータのロータ角度を前回の制御
サイクルにおける前記モータのロータ角度の推定値（θ
＾）とし、前回の制御サイクルにおいて算出した前記位
相差データに応じた前記位相差（θ−θ＾）を解消する
ように該位相差データに基づいて前記モータのロータ角
度の推定値（θ＾）を逐次更新しつつ算出するオブザー
バにより、前記モータのロータ角度の推定値（θ＾）を
更新することによって、現在の制御サイクルにおける前
記モータのロータ角度の推定値（θ＾）を算出し、該ロ
ータ角度の推定値（θ＾）を前記モータのロータ角度と
することを特徴とする請求項３記載のＤＣブラシレスモ
ータのロータ角度検出装置。 【数３】 【数４】 但し、上記式（３），（４）において、θ＾：前記モー
タのロータ角度の推定値、θ：前記モータのロータ角度
の実際値。 - 【請求項５】 前記ロータ角度算出手段は、前記位相差デ
ータとして、次式（５）により算出したΔθ１を用いた
ことを特徴とする請求項４記載のＤＣブラシレスモータ
のロータ角度検出装置。 【数５】 但し、Δθ１：前記位相差データ。 - 【請求項６】 前記ロータ角度算出手段は、上記式（５）
に代えて、次式（６）による近似計算によって、前記Δ
θ１を算出したことを特徴とする請求項５記載のＤＣブ
ラシレスモータのロータ角度検出装置。 【数６】 但し、Δθ１：前記位相差データ。 - 【請求項７】 前記ロータ角度算出手段は、前記位相差デ
ータとして、次式（７）により算出したΔθ２を用いた
ことを特徴とする請求項４記載のＤＣブラシレスモータ
のロータ角度検出装置。 【数７】 但し、Δθ２：前記位相差データ、offset：オフセット
値。 - 【請求項８】 前記モータを該モータのロータの磁束方向
であるｑ軸上にあるｑ軸電機子と、ｑ軸と直交するｄ軸
上にあるｄ軸電機子とを有する等価回路に変換して扱
い、該ｑ軸電機子に所定の磁極判別電流を流した状態で
前記ロータ角度算出手段により前記モータのロータ角度
を算出したときに、算出されたロータ角度と、該ロータ
角度の算出時に前記ｑ軸電機子により生じる磁界の向き
と前記モータのロータの磁極により生じる磁界の向きが
同一である飽和状態であったときに前記参照値抽出手段
により抽出された前記正弦参照値と前記余弦参照値に応
じて所定の演算処理により算出された飽和参照値と、該
ロータ角度の算出時に前記ｑ軸電機子により生じる磁界
の向きと前記モータのロータの磁極により生じる磁界の
向きが逆である非飽和状態であったときに前記参照値抽
出手段により抽出された前記正弦参照値と前記余弦参照
値とに応じて前記演算処理により算出された非飽和参照
値の間に設定された閾値との相関関係を表すマップ又は
関係式のデータを予め記憶した相関関係データ記憶手段
と、 前記モータを前記等価回路に変換して扱い、前記ｑ軸電
機子に前記磁極判別電流を流した状態で前記ロータ角度
算出手段により算出された前記モータのロータ角度を前
記マップ又は前記関係式に適用して得られる該ロータ角
度に応じた閾値と、該ロータ角度の算出時に前記参照値
抽出手段により抽出された前記正弦参照値と前記余弦参
照値に応じて前記演算処理により算出した磁極判別値と
を比較することによって、前記モータのロータが前記飽
和状態と前記非飽和状態のいずれの状態にあるかを判断
して前記モータのロータの磁極の向きを判別する磁極向
き判別手段とを備えたことを特徴とする請求項１から請
求項７のうちいずれか１項記載のＤＣブラシレスモータ
のロータ角度検出装置。
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| DE10206410A DE10206410B4 (de) | 2001-02-16 | 2002-02-15 | Rotorwinkel-Erfassungsvorrichtung für bürstenlose Gleichstrommotoren |
| CA002372266A CA2372266C (en) | 2001-02-16 | 2002-02-15 | Rotor angle detecting apparatus for dc brushless motors |
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|---|---|
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