CN117390850B - 适用于高速空载工况的电机模拟器及其控制系统 - Google Patents
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Abstract
本申请提供一种适用于高速空载工况的电机模拟器及其控制系统，所述控制系统包括主动环流控制单元，用于生成各相的PI误差电压以及各相的各个并联支路的调制波调节量；单相目标调制波生成模块，用于生成各相的单相目标调制波；并联支路目标调制波生成模块，用于生成各相的各个并联支路的目标调制波；初始开关信号生成模块，用于生成各相的各个并联支路的初始开关信号；开关信号调整模块，基于抑制反电动势钳位策略对所述初始开关信号进行调整，得到控制各相的各并联支路的实际开关信号。本申请提供的电机模拟器及其控制系统能够消除由于电压利用率过高引起的电压钳位现象，减小输出反电动势的谐波含量，提高反电动势的模拟精度并进行有效抑制。
Description
技术领域
本申请属于电机驱动控制技术领域，涉及电机模拟器控制技术，具体地，提供一种适用于高速空载工况的电机模拟器及其控制系统。
背景技术
近年来，随着新能源汽车技术的迅速发展，对车用电机的研发质量和研发速度都有了更高的要求，由于永磁同步电机具有功率密度大、效率高和结构简单等优点，目前成为新能源汽车的主流电机。
为了满足对车用电机研发速度与质量的要求，车用电机模拟器凭借其高效、短周期、高安全性应运而生，随着车用电机朝着更高速的发展，对电机模拟器有着模拟高速空载工况的要求，此时电机模拟器不带载没有相电流，但是其电压利用率逼近100％，除了模拟高速空载工况外，一些电机控制还需要采集当下时刻的反电动势，并在空载高电压利用率下对反电动势进行精确模拟，否则将影响依托于反电动势进行的初始位置角标定等相关的电机控制策略；此外，由于死区时间以及寄生电容的存在，在高速空载工况下，输出的反电动势会出现钳位现象，如不能进行合理控制，将导致输出反电动势的输出谐波增加，精度降低。
然而，现有的大多数关于电机模拟器模拟精度的研究均将目光放在了电机模拟器的输出电流上，针对电流谐波进行研究与抑制，并通过寻找控制方法或设计相应的控制策略来实现对电流谐波的降低，对空载工况下的输出电压(即反电动势)的研究与抑制则尚属空白。
发明内容
为解决上述现有技术中存在的问题，本申请的第一方面提供一种适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，所述电机模拟器采用m相n个并联支路的并联逆变器级联耦合结构，所述控制系统包括：
主动环流控制单元，用于生成各相的PI误差电压以及各相的各个并联支路的调制波调节量；
单相目标调制波生成模块，基于各相的PI误差电压生成各相的单相目标调制波；
并联支路目标调制波生成模块，基于各相的各个并联支路的目标调制波调节量及各相的单相目标调制波生成各相的各个并联支路的目标调制波；
初始开关信号生成模块，基于各相的各个并联支路的目标调制波生成各相的各个并联支路的初始开关信号；
开关信号调整模块，基于抑制反电动势钳位的调整策略对所述初始开关信号进行调整，得到控制各相的各并联支路的实际开关信号。
进一步地，所述主动环流控制单元包括真实环流计算模块、m×n个PI控制器以及PI误差电压生成模块；所述真实环流计算模块基于各相的各个并联支路的电流计算各相的各个并联支路的真实环流；各相的n个PI控制器一一对应地控制该相的n个并联支路，基于各相的各个并联支路的真实环流及各相的各个并联支路的目标环流确定各相的各个并联支路的调制波调节量；所述PI误差电压生成模块基于各相的各个并联支路的调制波调节量确定各相的PI误差电压。
进一步地，各相的各个并联支路的真实环流基于下式确定：
其中，icjk为第j相第k个并联支路的真实环流，ijk为第j相第k个并联支路的电流采样值，ij1、…、ijn分别为第j相第1、…、n个并联支路的电流采样值。
优选地，n为大于等于2的偶数；各相的n个并联支路的目标环流的大小相等，且其中n/2个并联支路的目标电流与另外n/2个并联支路的目标电流的方向相反。
进一步地，各相的PI误差电压基于下式确定：
其中，为第j相的PI误差电压，uj1、…、ujn分别为第j相第1、…、n个并联支路的调制波调节量；
以及，各相的单相目标调制波为：
其中，Uj为第j相的初始调制波。
进一步地，各相的各个并联支路的目标调制波为：
其中，ujk为第j相第k个并联支路的调制波调节量。
进一步地，所述初始开关信号包括上开关管的初始开关信号和下开关管的初始开关信号，以及，所述实际开关信号包括上开关管的实际开关信号和下开关管的实际开关信号。
进一步地，所述基于抑制反电动势钳位的调整策略对所述初始开关信号进行调整，具体为对于任意一个并联支路，通过以下步骤对该并联支路的初始开关信号进行调整以生成该并联支路的实际开关信号：
当该并联支路的真实环流的极性为正且d＞(1-td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号保持为其上开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号保持为其下开关管的初始开关信号，其中，d为初始开关信号的占空比，td为使用初始开关信号对电机模拟器进行控制的死区时间，tpwm为使用初始开关信号的开关周期；
当该并联支路的真实环流的极性为正且d＜(td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号调整为其下开关管的初始开关信号的取反信号，并且其下开关管的实际开关信号调整为其上开关管的初始开关信号；
当该并联支路的真实环流的极性为负且d＞(1-td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号调整为其下开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号调整为其上开关管的初始开关信号的取反信号；
当该并联支路的真实环流的极性为负且d＜(td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号保持为其上开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号保持为其下开关管的初始开关信号；
当(td/tpwm)≤d≤(1-td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号保持为其上开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号保持为其下开关管的初始开关信号。
本申请的第二方面提供一种适用于高速空载工况的电机模拟器，用于对电机驱动器进行闭环控制，该电机模拟器包括：
信号采集单元、电机模型单元、滤波单元、逆变器单元以及控制系统；
所述逆变器单元包括m个逆变器电路，每个逆变器电路由n组并联的逆变器开关构成n个并联支路，并通过级联耦合电感电路输出至滤波单元；
所述信号采集单元用于采集各相的实时电压及各个并联支路的实时电流；
所述电机模型单元基于各相的电压及各个并联支路的电流解算得到各个并联支路的目标电流；
所述滤波单元连接于电机模拟器和电机驱动器之间，用于对所述逆变器单元的输出进行滤波并输出至电机控制单元的m相线路；
所述控制系统为前述的适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，基于各个并联支路的实时电流及目标电流生成各个并联支路的开关信号。
本申请提供的适用于高速空载工况的电机模拟器及其控制系统，首先通过对主动环流控制单元将各个并联支路分为数量相同、环流极性大小相同、方向相反的两组，两两并联支路在处于非钳位区间时，其死区效应相互抵消，并在其进入钳位区间后，不会因为开关而引起上下开关管的同时导通，因此无论各个并联支路是否处于钳位区间内，均无需进行死区补偿处理；
其次，在通过上述主动环流控制策略解决各个并联支路死区问题的基础上，进一步地根据调制比情况对通过主动环流控制策略生成的初始开关信号进行优化，以得到控制上、下开关管的实际开关信号，从而有效地消除电机模拟器模拟高速空载工况时，由于高调制比所引起的反电动势钳位对模拟精度的影响。
附图说明
图1为根据本申请实施例的电机模拟器并联逆变器级联耦合结构的拓扑示意图；
图2为根据本申请实施例提供的适用于高速空载工况的电机模拟器的架构示意图；
图3为根据本申请实施例的主动环流控制单元的架构示意图；
图4为正弦波形态的目标电压曲线即出现钳位时的实际电压曲线的对比示意图；
图5为空载工况下a相线路的输出电压Va的状态图；
图6a为上开关管的占空比接近100％时的输出电压图；
图6b为上开关管的占空比接近0％时的输出电压图；
图7为根据本申请实施例的使用实际开关信号对电机模拟器进行控制的输出电压图；
图8为根据本申请验证实施例1的不同电压利用率下的输出电压波形图；
图9为根据本申请验证实施例1的电压利用率为100％时，初始开关信号以及使用初始开关信号对电机模拟器进行控制得到的输出反电动势波形图；
图10为图9中输出反电动势波形的FFT分析图；
图11为根据本申请验证实施例1的电压利用率为100％时，实际开关信号以及使用实际开关信号对电机模拟器进行控制得到的输出反电动势波形图；
图12为图11中输出反电动势波形的FFT分析图；
图13为根据本申请验证实施例2的电压利用率为100％时，初始开关信号以及使用初始开关信号对电机模拟器进行控制得到的输出反电动势波形图；
图14为图13中输出反电动势波形的FFT分析图；
图15为根据本申请验证实施例2的电压利用率为100％时，实际开关信号以及使用实际开关信号对电机模拟器进行控制得到的输出反电动势波形图；
图16为图15中输出反电动势波形的FFT分析图。
具体实施方式
以下，基于优选的实施方式并参照附图对本申请进行进一步说明。
本说明书中词汇是为了说明本申请的实施例而使用的，但不是试图要限制本申请。还需要说明的是，除非另有明确的规定和限定，若出现术语“设置”、“相连”、“连接”应做广义理解，例如，可以是固定连接，也可以是可拆卸连接，或一体地连接；可以是机械连接，可以是直接相连，也可以通过中间媒介间接连接，可以是两个元件内部的连通。对于本领域的技术人员而言，可以具体理解上述术语在本申请中的具体含义。
图1示出了一种电机模拟器并联逆变器级联耦合结构的拓扑示意图，需要说明的是，图中所示的逆变器电路及滤波电路仅对应于三相永磁同步电机的a相线路，相应地，对于一个m相电机(m一般大于等于3)，其各相的逆变器及滤波网络的拓扑结构均与图1相同。
进一步地，图1中a相线路对应的逆变器电路中，包括由6个逆变器开关管构成的3个并联支路，其中每个并联支路包括上、下两个开关管；三个并联支路通过由6个电感以级联耦合的方式构造的电路进行滤波后，耦合输出为a相线路的电流。此外，在一些其他的实施例中，可以进一步根据系统设计指标选择每相线路的逆变器电路所包含的逆变器开关管的数量n(n一般大于等于2)，最终构造m相n个并联支路的拓扑结构。
图1所示的拓扑结构目前已广泛应用于电机模拟器中的逆变及滤波网络模块，可以有效地增加系统的电流容量，降低输出谐波的含量，然而，由于多电平结构常常会因为输出电感不一致、死区时间不一致等产生较大的环流，从而影响功率器件的寿命，此外，当电机模拟器处于空载状态，并且电压利用率(调制比)接近或达到100％时，输出的电压存在钳位现象，并且存在较大的电压谐波。因此，有必要对图1所示的并联逆变器级联耦合结构的控制策略进行优化，以满足高速空载工况下对环流的抑制以及解决电压钳位问题。
为解决上述问题，本申请提供一种适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统以及受该控制系统控制的适用于高速空载工况的电机模拟器(EME)，图2示出了根据本申请的一些实施例提供的该电机模拟器的架构示意图，以及该电机模拟器与电机控制单元(MDU)的对拖连接的示意图。如图2所示，该电机模拟器(EME)包括信号采集单元、电机模型单元、滤波单元、逆变器单元以及控制系统。
其中，在本申请的实施例中，逆变器单元采用如图1所示的多个并联逆变器级联耦合结构，具体地，逆变器单元包括m个逆变器电路，每个逆变器电路由n个逆变器级构成n个并联支路，并通过级联耦合电感电路输出至滤波单元；滤波单元连接于电机模拟器和电机驱动器之间，将逆变器单元输出的m相电流进行滤波后输出至电机控制单元的m相线路。
进一步地，信号采集单元采集各相的实时电压及各个并联支路的实时电流，并输出至电机模型单元和控制系统；电机模型单元根据信号采集单元所采集的实时电压、电流信号解算得到各个并联支路的目标电流，由控制系统根据各相的各个并联支路的实时电流及目标电流确定对各个逆变器开关管的开关信号，从而实现对电机模拟器的闭环控制。
其中，为了实现对高速空载工况下电机模拟器的良好控制，在本申请的实施例中，上述电机模拟器的控制系统为一种适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，如图2所示，在本申请的实施例中，该控制系统包括主动环流控制单元、单相目标调制波生成模块、并联支路目标调制波生成模块、初始开关信号生成模块及开关信号调整模块。
以下结合附图对该控制系统的具体实施方式进行详细说明。
A.对各相线路的各个并联支路的主动环流控制。
图3示出了在本申请的一些实施例中，主动环流控制单元的架构示意图，如图3所示，主动环流控制单元包括真实环流计算模块、m×n个PI控制器(与图1类似，图3中的n个PI控制器仅对应于一相线路)以及PI误差电压生成模块。
其中，真实环流计算模块基于信号采集单元采集获取的各相的各个并联支路的电流，通过下式计算各相的各个并联支路的真实环流：
其中，icjk为第j相第k个并联支路的真实环流，ijk为第j相第k个并联支路的电流采样值，ij1、…、ijn分别为第j相第1、…、n个并联支路的电流采样值。
对于每一相线路，其包含的n个PI控制器一一对应地控制该相的n个并联支路，如图3所示，其输入分别为真实环流计算模块通过(1)式计算得到的该相各个并联支路的真实环流ick,k＝1,2,...,n，与该相的各个并联支路的目标环流Ik，k＝1,2,...,n之差，其输出为该相的各个并联支路的调制波调节量uk，显然，将图3推广到m相线路的情况时，各相的各个并联支路的调制波调节量可以记为ujk,j＝1,2,...,m,k＝1,2,...n。
一般而言，车用电机模拟器的并联支路数多为偶数个，即n为大于等于2的偶数，为便于对其进行控制，在本申请的一些优选的实施例中，对于n为大于等于2的拓扑结构，设置各相的n个并联支路的目标环流的大小相等，且其中n/2个并联支路的目标电流与另外n/2个并联支路的目标电流的方向相反。即：可以将每相的n个并联支路平均分为两组，一组的目标环流为i，另一组目标环流为并在每个并联支路中加入一个PI控制器用于主动环流控制。
将两组并联支路的环流控制设置为幅值相等，正负相反的与/>能够提供给电机模拟器的各个并联支路一个电流极性，例如，设/>的电流极性为正，则/>的电流极性为负；同时，将各个并联支路的环流极性设为相反的两组，能够使两两之间的死区效应会被抵消，因此不需要再进行死区补偿，从而有效地简化了系统控制的复杂度。
为了避免实际电流采集中发生过零点现象，的幅值选择需要尽可能地小，例如，在一些实施例中，i的取值范围为0.5A-3A，从而避免电机模拟器产生损耗。
通过上述设置后，对于每相线路的各个PI控制器，其输入为计算得到的真实环流ick与目标环流的差，即：其中一组的输入为另一组的输入为/>其输出为该并联支路所欲达到的目标电压，即该并联支路的调制波调节量uk，从而形成一个闭环的主动环流控制，当电机在该主动环流的控制下达到稳定时，各个并联支路的实际输出环流ick与目标环流/>或/>一致。
显然，PI控制器参数的选择应依据于具体电机模拟器的控制模型，在一些具体的实施例中，PI控制器的参数Kp、Ki的值分别为：Kp＝2α(L+M)、Ki＝αR，其中，α为电机模拟器的系统带宽(一般可选为10倍输出电压基频)，L、M、R分别为电机模拟器的滤波模块的自感、互感及等效电阻。
由于在调节的过程中，各并联支路的调制波均会发生改变，为了保证最终输出的反电动势与主动环流控制前的反电动势一致，上述各个并联支路除了需要通过PI控制器确定调制波调节量外，还需要对每条并联支路的调制波加入一个控制补偿量，以成为最终的目标调制波，并与三角载波比较，从而生成初始的开关信号。
在本申请的实施例中，上述控制补偿量被称为各相的PI误差电压，其通过图3中的PI误差电压计算模块获得。如图3所示，对于每一相电路，其对应的PI电压基于下式确定：
其中，为第j相的PI误差电压，uj1、…、ujn分别为第j相第1、…、n个并联支路的调制波调节量。
B.生成各相线路的各个并联支路的目标调制波。
如图3所示，对各相线路所对应的各个并联支路进行控制所需的目标调制波是由各个并联支路的调制波叠加各相的PI误差电压得到的，在本申请的实施例中，上述过程分别通过单相目标调制波生成模块及并联支路目标调制波生成模块实施。
首先，对于任意一相线路j，单相目标调制波生成模块首先给定一个初始调制波，然后将初始调制波与主动环流控制单元输出的该相线路的PI误差电压求和，即通过下式生成各相线路的单相目标调制波：
其中，Uj为第j相线路的初始调制波。
然后，并联支路目标调制波生成模块通过下式将主动环流控制模块输出的各相线路的各个并联支路的调制波调节量和该相线路的单相目标调制波叠加，从而得到各相线路的各个并联支路的目标调制波：
其中，ujk为第j相第k个并联支路的调制波调节量。显然，对于三相永磁同步电机，其a、b、c相线路的各个并联支路的目标调制波分别为
C.生成初始开关信号。
如图2所示，并联支路目标调制波生成模块的输出端与初始开关信号生成模块的输入端相连，初始开关信号生成模块通过将各并联支路的目标调制波与载波比较，从而生成各个并联支路的初始开关信号。
可以选择本领域技术人员所熟知的各种形式，例如三角波、正弦波等生成载波，并通过SPWM法等方法、策略生成各个并联支路对应的初始开关信号。需要说明的是，如图1所示，由于每个并联支路中包括上、下两个逆变器开关管，因此相应地，每个并联支路的初始开关信号包括上开关管的初始开关信号和下开关管的初始开关信号。
D.对初始开关信号进行调整以解决高速空载下的电压钳位问题。
通过上述策略生成的初始开关信号虽然能够满足大部分工况下对电机的良好控制，然而，当电机处于高速空载工况时，使用上述初始开关信号进行控制，将导致电压钳位问题。图4示出了具有正常的正弦波形态的目标电压曲线以及出现钳位时的实际电压曲线，如图4所示，正常输出的电压应该像虚线为一条标准的正弦曲线，但是当发生钳位现象后，就如实线所示，在波峰与波谷处出现钳位平台。
由于出现钳位现象时，输出反电动势的全局谐波含量(THD)较大，导致输出电压中的谐波含量显著增加，并将严重影响车用电机模拟器的模拟精确性，因此，应对通过常规策略所生成的初始开关信号进行调整及优化，以解决高速空载工况下的电压钳位问题。以下对该问题的产生原因进行具体分析。
高调制比下的电压钳位现象产生的原因在于死区时间以及功率器件的寄生电容。图5为空载工况下(电流为0)a相线路的输出电压Va的状态图，如图5所示，如果在死区时间上一时刻输出电压Va为0，由于寄生电容的存在，则在进入死区时间后，输出电压Va也为0；同样地，如果在死区时间上一时刻输出电压Va为Udc(Udc为直流母线电压)，由于寄生电容的存在，则在进入死区时间后，输出电压Va也为Udc。即：由于寄生电容的存在，空载无相电流的情况下，死区时间内的输出电压与上一时刻的相同。
进一步地，当调制比高到接近100％时(即占空比接近100％，例如大于90％，或占空比接近0％，例如小于10％时)，上、下开关管会有一个开关管处于常闭的状态。图6a示出了上开关管的占空比接近100％时的输出电压图，图6b示出了上开关管的占空比接近0％时的输出电压图，当电机模拟器处于图6a或图6b所示的高调制比状态时，会出现某一个开关管一直处于常闭的状态。以下开关管常闭为例，上开关管在一个PWM周期内，仅在死区时间内为0，此时的输出电压则与上一时刻电压相同为Udc，从而导致了如图4所示的电压钳位现象。
由此可见，当上开关管或下开关管的开通时间高于tpwm-td时(其中，tpwm、td分别为使用初始开关信号对电机模拟器进行控制的开关周期及死区时间)，另一开关管会处于常闭的状态，从而导致电压被钳位到Udc或0，从而产生电压钳位现象。也就是：当初始开关信号的占空比d＞(1-td/tpwm)或者当d＜td/tpwm时，电压钳位现象就会产生，此时d＞(1-td/tpwm)、d＜td/tpwm就是钳位区间。
通过上述对电压钳位问题产生原因的分析可知，为避免上述电压钳位现象出现，在对电机模拟器的控制过程中，需要比较调制比utarget/Udc(其中utarget为并联支路的目标电压幅值)是否处于钳位范围内：若不处于钳位范围内，则无需对开关调制策略进行调整；若处于钳位范围内，则需要根据该支路的环流极性以及占空比的大小来对开关调制策略进行调整，以生成最终对各逆变器开关管进行控制的实际开关信号，显然，与初始开关信号类似，实际开关信号也包括上开关管的实际开关信号和下开关管的实际开关信号。
在本申请的实施例中，上述对初始开关信号的调整通过开关信号调整模块进行，其中，开关信号调整模块采用基于抑制反电动势钳位的调整策略对各个并联支路的初始开关信号进行调整，其具体实施方式为，对于任意一个并联支路，通过以下步骤对该并联支路的初始开关信号进行调整以生成该并联支路的实际开关信号：
1)当该并联支路的真实环流的极性为正且d＞(1-td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号保持为其上开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号保持为其下开关管的初始开关信号；
2)当该并联支路的真实环流的极性为正且d＜(td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号调整为其下开关管的初始开关信号的取反信号，并且其下开关管的实际开关信号调整为其上开关管的初始开关信号(此种情况下，上开关管的初始开关信号一直为0)；
3)当该并联支路的真实环流的极性为负且d＞(1-td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号调整为其下开关管的初始开关信号(此种情况下，下开关管的初始开关信号一直为0)，并且其下开关管的实际开关信号调整为其上开关管的初始开关信号的取反信号；
4)当该并联支路的真实环流的极性为负且d＜(td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号保持为其上开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号保持为其下开关管的初始开关信号；
5)当(td/tpwm)≤d≤(1-td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号保持为其上开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号保持为其下开关管的初始开关信号。
下表1列出了使用上述策略进行调整前后开关管的开关信号变化情况。其中，QH、QL分别为上、下开关管的初始开关信号，QHnew、QLnew分别为经过调整后的上、下开关管的实际开关信号。
表1调整前后上、下开关管的开关信号变化情况
上述的主动环流控制以及调整策略，可以通过图7来分析其理论上的可行性，图7为通过上述调整策略得到各个开关管的实际开关信号后，使用其对电机模拟器进行控制的输出电压图，如图7所示，当采用了上表所示的基于抑制反电动势钳位的调整策略后，目标输出电压Videal与实际输出电压Vreal保持一致。
以d＞(1-td/tpwm)的情况为例，当ick＞0(流出)时，上下开关管均关闭时，输出电压为0，满足预期，因此无需改变开关调制方法；当ick＜0(流入)时，上下开关管均关闭时，输出电压为Udc，若不进行调整，则钳位现象仍会发生。因此，在这种情况下，将下开关管信号调整为原上开关信号取反，上开关管信号调整为原下开关管信号(即0)，在这种开关信号以及续流二极管的作用下，实际输出的电压与期望的目标电压一致。当采用这种调整策略，由于总会有一个开关信号处于常为0的状态，因此系统的死区时间可以改变为0，从而弥补死区时间在高电压利用率时造成的电压损失。
本申请所提供的适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，首先通过对主动环流控制单元将各个并联支路分为数量相同、环流极性大小相同、方向相反的两组，使得两两并联支路在处于非钳位区间时，其死区效应相互抵消，因此不需要进行死区补偿，同时在其进入钳位区间后，由于同一并联支路的上下开关管，必有一个开关管是处于常闭状态的，不会因为开关而引起上下开关管的同时导通，因此无论各个并联支路是否处于钳位区间内，均无需进行死区补偿处理。
在通过上述主动环流控制策略解决各个并联支路死区问题的基础上，依据对电机在高速空载工况下反电动势钳位现象的产生机理所进行的分析，进一步地根据调制比情况对通过主动环流控制策略生成的初始开关信号进行优化，以得到控制上、下开关管的实际开关信号，从而有效地消除电机模拟器模拟高速空载工况时，由于高调制比所引起的反电动势钳位对模拟精度的影响。
[验证实施例1]
在本实施例中，构造使用二支路并联逆变器拓扑结构的电机模拟器，并使用本申请提供的电机模拟器控制系统对电机模拟器进行控制，以验证在电压利用率接近100％的空载工况下该控制系统对电压钳位现象的消除效果，以及对输出反电动势的谐波抑制效果，表2列出了该验证实施例的实验参数。
表2验证实施例实验参数
通过表2中数据计算得出，当占空比超过90％以及低于10％时，输出反电动势会出现钳位的现象。使用图3所示的控制系统生成真实开关信号，以实现对逆变器单元的控制，并根据计算得到的输出电压图以及输出电压THD(全局谐波含量)的结果进行分析。
图8示出了不同电压利用率下的输出电压波形图，通过图8可以看出，当使用初始开关信号进行控制时，电压利用率低于90％时，输出的反电动势图线为标准的正弦波，不会存在钳位现象；而当电压利用率高于90％时，输出反电动势的图线就会在波峰波谷处产生钳位平台。
图9为电压利用率为100％时，初始开关信号以及使用初始开关信号对电机模拟器进行控制得到的输出反电动势波形图，图10为图9中输出反电动势波形的FFT分析图。
通过图9、图10可以看出，当使用传统策略生成的初始开关信号对电机模拟器进行控制时，波峰波谷处钳位现象明显，不是一条标准的正弦波，通过快速傅里叶分析可以得到该反电动势THD高达为4.81％。
图11为电压利用率为100％时，实际开关信号以及使用实际开关信号对电机模拟器进行控制得到的输出反电动势波形图，图12为图11中输出反电动势波形的FFT分析图。
通过图11可以看出，在电机模拟器的并联二支路逆变器结构下使用本申请的调整策略生成的实际开关信号对电机模拟器进行控制时，反电动势曲线的波峰波谷处的钳位现象被完全消除，反电动势的正弦度很好，环流此时被稳定的控制在了0.7A，符合预期，也验证了主动环流控制的可行性。同时，可以看出在不同占空比区间的开关调制方法是不同的，当处于非钳位区间时，开关调制方法为传统的调制方法；当进入钳位区间后，便使用了本申请提供的开关调制方法，并且没有加入死区时间。此外，从图12可以看出，输出的反电动势的THD降低到了1.84％，在解决钳位问题的同时有效地减少了输出谐波，使得电机模拟器的模拟精确性得到了很大的改善。
[验证实施例2]
在本实施例中，构造使用四支路并联逆变器拓扑结构的电机模拟器，并使用本申请提供的电机模拟器控制系统对电机模拟器进行控制，以验证在电压利用率接近100％的空载工况下该控制系统对电压钳位现象的消除效果，以及对输出反电动势的谐波抑制效果，实验参数与验证实施例1相同。
图13为电压利用率为100％时，初始开关信号以及使用初始开关信号对电机模拟器进行控制得到的输出反电动势波形图，图14为图13中输出反电动势波形的FFT分析图。
通过图13、图14可以看出反电动势曲线的正弦度不好并在波峰波谷处存在钳位平台，证明钳位现象仍十分明显，对反电动势曲线进行傅里叶分析得到该反电动势的全局谐波含量高达4.95％。
图15为电压利用率为100％时，实际开关信号以及使用实际开关信号对电机模拟器进行控制得到的输出反电动势波形图，图16为图15中输出反电动势波形的FFT分析图。
通过图15、图16可以看出，通过使用本申请的调整策略，反电动势曲线在波峰波谷处的钳位平台基本被消除，曲线的正弦度也很好，钳位现象基本消除，且THD由原来的4.95％降低为了2.80％，降低了2.15个百分点，从而验证了本申请的技术方案可以有效地消除电机模拟器并联多电平结构在高速空载工况下的输出反电动势钳位现象，抑制了输出反动势谐波，增加了电机模拟器的模拟精度。
以上对本申请的具体实施方式作了详细介绍，对于本技术领域的技术人员来说，在不脱离本申请原理的前提下，还可以对本申请进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也属于本申请权利要求的保护范围。
Claims (7)
1.一种适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，所述电机模拟器采用m相n个并联支路的并联逆变器级联耦合结构，其特征在于，包括：
主动环流控制单元，用于生成各相的PI误差电压以及各相的各个并联支路的调制波调节量；
单相目标调制波生成模块，基于各相的PI误差电压生成各相的单相目标调制波；
并联支路目标调制波生成模块，基于各相的各个并联支路的目标调制波调节量及各相的单相目标调制波生成各相的各个并联支路的目标调制波；
初始开关信号生成模块，基于各相的各个并联支路的目标调制波生成各相的各个并联支路的初始开关信号；
开关信号调整模块，基于抑制反电动势钳位的调整策略对所述初始开关信号进行调整，得到控制各相的各并联支路的实际开关信号；
所述主动环流控制单元包括真实环流计算模块、m×n个PI控制器以及PI误差电压生成模块；
所述真实环流计算模块基于各相的各个并联支路的电流计算各相的各个并联支路的真实环流；
各相的n个PI控制器一一对应地控制该相的n个并联支路，基于各相的各个并联支路的真实环流及各相的各个并联支路的目标环流确定各相的各个并联支路的调制波调节量；
所述PI误差电压生成模块基于各相的各个并联支路的调制波调节量确定各相的PI误差电压；
各相的各个并联支路的真实环流基于下式确定：
其中，icjk为第j相第k个并联支路的真实环流，ijk为第j相第k个并联支路的电流采样值，ij1、…、ijn分别为第j相第1、…、n个并联支路的电流采样值。
2.根据权利要求1所述的适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，其特征在于：
n为大于等于2的偶数；
各相的n个并联支路的目标环流的大小相等，且其中n/2个并联支路的目标电流与另外n/2个并联支路的目标电流的方向相反。
3.根据权利要求1所述的适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，其特征在于，
各相的PI误差电压基于下式确定：
其中，为第j相的PI误差电压，uj1、…、ujn分别为第j相第1、…、n个并联支路的调制波调节量；
以及，各相的单相目标调制波为：
其中，Uj为第j相的初始调制波。
4.根据权利要求3所述的适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，其特征在于，各相的各个并联支路的目标调制波为：
其中，ujk为第j相第k个并联支路的目标调制波调节量。
5.根据权利要求1所述的适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，其特征在于：
所述初始开关信号包括上开关管的初始开关信号和下开关管的初始开关信号，以及，所述实际开关信号包括上开关管的实际开关信号和下开关管的实际开关信号。
6.根据权利要求5所述的适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，其特征在于，所述基于抑制反电动势钳位的调整策略对所述初始开关信号进行调整，具体为对于任意一个并联支路，通过以下步骤对该并联支路的初始开关信号进行调整以生成该并联支路的实际开关信号：
当该并联支路的真实环流的极性为正且d＞(1-td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号保持为其上开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号保持为其下开关管的初始开关信号，其中，d为初始开关信号的占空比，td为使用初始开关信号对电机模拟器进行控制的死区时间，tpwm为使用初始开关信号的开关周期；
当该并联支路的真实环流的极性为正且d＜(td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号调整为其下开关管的初始开关信号的取反信号，并且其下开关管的实际开关信号调整为其上开关管的初始开关信号；
当该并联支路的真实环流的极性为负且d＞(1-td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号调整为其下开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号调整为其上开关管的初始开关信号的取反信号；
当该并联支路的真实环流的极性为负且d＜(td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号保持为其上开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号保持为其下开关管的初始开关信号；
当(td/tpwm)≤d≤(1-td/tpwm)时，其上开关管的实际开关信号保持为其上开关管的初始开关信号，并且其下开关管的实际开关信号保持为其下开关管的初始开关信号。
7.一种适用于高速空载工况的电机模拟器，用于对电机驱动器进行闭环控制，其特征在于，包括：
信号采集单元、电机模型单元、滤波单元、逆变器单元以及控制系统；
所述逆变器单元包括m个逆变器电路，每个逆变器电路由n组并联的逆变器开关构成n个并联支路，并通过级联耦合电感电路输出至滤波单元；
所述信号采集单元用于采集各相的实时电压及各个并联支路的实时电流；
所述电机模型单元基于各相的电压及各个并联支路的电流解算得到各个并联支路的目标电流；
所述滤波单元连接于电机模拟器和电机驱动器之间，用于对所述逆变器单元的输出进行滤波并输出至电机控制单元的m相线路；
所述控制系统为如权利要求1所述的适用于高速空载工况的电机模拟器控制系统，基于各个并联支路的实时电流及目标电流生成各个并联支路的开关信号。
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Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103701333A (zh) * | 2013-12-25 | 2014-04-02 | 广州智光电气股份有限公司 | 一种级联并联高压变频器环流抑制方法 |
| CN106301055A (zh) * | 2016-09-27 | 2017-01-04 | 天津大学 | 基于虚拟同步发电机控制策略的逆变器并联环流抑制系统 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| AT283522B (de) * | 1968-02-07 | 1970-08-10 | Siemens Ag | Feldregelanordnung für eine Asynchronmaschine |
| JP2854033B2 (ja) * | 1989-09-13 | 1999-02-03 | オリエンタルモーター株式会社 | ５相ステッピングモータのマイクロステップ駆動装置 |
| FR2661788B1 (fr) * | 1990-05-02 | 1992-08-28 | Aerospatiale | Dispositif de simulation pour moteur pas a pas. |
| JP3529752B2 (ja) * | 2001-02-16 | 2004-05-24 | 本田技研工業株式会社 | Ｄｃブラシレスモータのロータ角度検出装置 |
| JP5045159B2 (ja) * | 2007-03-12 | 2012-10-10 | 三菱電機株式会社 | 制御用サブユニットおよび制御用メインユニット |
| CN101393699B (zh) * | 2008-10-17 | 2010-12-01 | 南京航空航天大学 | 双凸极电机的风轮机模拟器及其控制方法 |
| JP5957191B2 (ja) * | 2011-08-30 | 2016-07-27 | 一般財団法人電力中央研究所 | 変換器、変換器の制御方法および変換器の制御プログラム |
| CN103095191B (zh) * | 2013-01-29 | 2014-12-10 | 中国矿业大学 | 开关磁阻电机忆感器模型建模方法 |
| CN105007017A (zh) * | 2014-04-17 | 2015-10-28 | 胡建标 | 智能温控电机控制器 |
| CN106452280B (zh) * | 2016-10-28 | 2018-01-26 | 北京航空航天大学 | 一种高速电动机控制用交错并联Buck变换器 |
| CN206557603U (zh) * | 2017-03-20 | 2017-10-13 | 北京润科通用技术有限公司 | 一种电机模拟器及电机功率级仿真测试系统 |
| CN107171328B (zh) * | 2017-06-13 | 2019-07-23 | 武汉理工大学 | 一种基于adpss的分布式潮流控制器建模及仿真方法 |
-
2023
- 2023-10-13 CN CN202311326132.9A patent/CN117390850B/zh active Active
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN103701333A (zh) * | 2013-12-25 | 2014-04-02 | 广州智光电气股份有限公司 | 一种级联并联高压变频器环流抑制方法 |
| CN106301055A (zh) * | 2016-09-27 | 2017-01-04 | 天津大学 | 基于虚拟同步发电机控制策略的逆变器并联环流抑制系统 |
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