CN103337977A - 一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法，属于多电平电力电子变换器的控制技术领域。本发明首先设需要叠加的高频共模电压和高频环流，修正子模块开关函数和桥臂电流，根据子模块电容的伏安特性得到子模块电容电压导数的表达式，为使其仅含高频分量，假设已知高频共模电压，得到高频环流的表达式；将运行频率与临界频率相比得到频率模式选择信号，将模块化多电平变换器相单元的能量控制与环流控制相结合，根据频率模式选择信号决定高频共模电压和高频环流是否需要叠加到原有的指令中去，通过控制产生为形成高频环流在相单元桥臂所需叠加的电压。本方法易于实现，通用性强，为模块化多电平变换器的低频应用提供了参考。

Description

一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法

技术领域

本发明涉及一种模块化多电平变换器的控制方法，特别涉及模块化多电平变换器在低频模式下的运行控制方法，属于多电平电力电子变换器的控制技术领域。

背景技术

模块化多电平变换器是2001年提出的一种多电平电力电子变换器拓扑结构，通过子模块的级联实现高电压、多电平输出，具有非常良好的扩展性。将模块化多电平变换器连接成背靠背形式，能够形成公共直流母线，适用于“交流—直流—交流”电力变换领域，如高压变频调速、电力机车牵引领域。当模块化多电平变换器作为高压电机变频调速驱动时，电机侧变换器通常采用含有3个相单元的模块化多电平变换器，如图1所示，当电机起动或运行于较低转速时，模块化多电平变换器需要运行于低频模式；当模块化多电平变换器作为电力机车牵引供电电源时，机车侧变换器通常采用含有2个相单元的模块化多电平变换器，以实现电力机车的单相供电，如图2所示，其供电频率可选16.7Hz，因此模块化多电平变换器也需要运行于低频模式。然而，当模块化多电平变换器运行在低频模式时，存在子模块电容电压波动幅度较大的问题，因此需要研究模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法。

在《电工技术学报》2011年第26卷第5期8-14页刊登的“新型模块化多电平变换器电容电压波动规律及抑制方法”一文（作者王奎等）提出对于三相模块化多电平变换器，通过叠加合适的零序电压和相间高频环流即可减小子模块电容电压的波动幅度，为实现相间环流，根据电路定理计算出相单元桥臂需要叠加的电压，但该方法实现复杂，且不适用于仅含有2个相单元的模块化多电平变换器。

发明内容

本发明的目的是提出一种易于实现的模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法，在模块化多电平变换器的输出电压指令中叠加一定的高频共模电压，在桥臂环流指令中叠加一定的高频环流，通过控制使得输出电压和桥臂环流跟随其指令值，从而提高子模块电容电压的波动频率，解决模块化多电平变换器运行于低频模式时子模块电容电压波动幅度过大的问题，适用于含有3个相单元、2个相单元的模块化多电平变换器。

本发明解决上述技术问题所采用的技术方案是：

一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法，包含以下步骤：

1）设定模块化多电平变换器的相单元输出电压、低频模式运行时需要叠加的高频共模电压，从而得到子模块的开关函数；

2）设定模块化多电平变换器的输出相电流、相单元桥臂环流，从而得到桥臂电流；

3）由子模块的开关函数和桥臂电流相乘得到流过子模块电容的电流；根据子模块电容的伏安特性，得到子模块电容电压导数的时域表达式；

4）为使子模块电容电压中仅含有高频分量，需要使子模块电容电压导数中仅含有高频分量，求解桥臂环流的表达式；设定低频模式运行时需要叠加的高频共模电压的u₀时域表达式，求解高频环流i_pc2x的时域表达式；

5）将模块化多电平变换器的运行频率与临界频率相比较，得到频率模式选择信号；

6）根据频率模式选择信号确定高频共模电压u₀是否需要叠加到模块化多电平变换器原有的输出电压指令中去，高频环流i_pc2x是否需要叠加到模块化多电平变换器原有的环流指令中去；通过对环流指令的跟踪控制，得到相单元桥臂需要叠加的电压，从而在模块化多电平变换器的相单元中产生相应的环流。

求解高频环流i_pc2x的时域表达式的具体过程为：

设模块化多电平变换器的直流侧电压u_dc中的直流分量为U_dc，相单元输出电压、电流分别为u_x、i_x，相单元桥臂环流为i_pcx，子模块电容值为C，上、下桥臂的子模块电容电压分别为u_cpx、u_cnx，上、下桥臂的子模块开关函数分别为S_px、S_nx，上、下桥臂电流分别为i_px、i_nx，根据子模块电容的伏安特性可得：

为使子模块电容电压仅含有高频分量，式（1）、式（2）必须仅含有高频分量；

为使p_pcm项中仅含高频分量，

$\frac{U_{\mathrm{dc}}{i}_{\mathrm{pcx}}}{2}-\frac{u_x{i}_x}{2}=0---\left(3\right)$

从而可得

$i_{\mathrm{pc}1x}=\frac{u_x{i}_x}{U_{\mathrm{dc}}}---\left(4\right)$

i_pc1x中含有直流分量和二倍频分量，该环流能够通过模块化多电平变换器的能量均分控制自行产生，与加入的高频共模电压无关；

为使p_pdm中仅含高频分量，

$\frac{U_{\mathrm{dc}}{i}_x}{4}-u_x{i}_{\mathrm{pc}1x}-u_0{i}_{\mathrm{pc}2x}=0---\left(5\right)$

从而可得

$i_{\mathrm{pc}2x}=(\frac{U_{\mathrm{dc}}{i}_x}{4}-\frac{{u_x}^2{i}_x}{U_{\mathrm{dc}}})/u_0---\left(6\right)$

由于u₀存在过零点，不能直接被除，对于式（5），可以选择u₀·i_pc2x积化和差之后与低频项相抵消；

设叠加的高频共模电压

u₀=U_0msinω₀t   （7）

则

$i_{\mathrm{pc}2x}=(\frac{U_{\mathrm{dc}}{i}_x}{2}-\frac{{{2u}_x}^2{i}_x}{U_{\mathrm{dc}}})\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t/U_{0m}---\left(8\right)$

叠加的高频共模电压、高频环流的频率满足ω₀≥5ω_s，ω_s为模块化多电平变换器的运行角频率，从而保证子模块电容电压的波动频率大于等于ω_s。

得到频率模式选择信号的具体过程为：

设模块化多电平变换器进入低频模式运行的临界频率为ω_cri，将运行频率ω_s与临界频率ω_cri进行比较，如果ω_s>ω_cri，频率模式选择信号ctrl=0，模块化多电平变换器运行于正常频率模式；如果ω_s≤ω_cri，频率模式选择信号ctrl=1，模块化多电平变换器进入低频模式运行。

得到相单元桥臂需要叠加的电压的具体过程为：

1）设m为模块化多电平变换器的电压调制比，模块化多电平变换器在正弦脉冲宽度调制下，相单元输出电压的幅值

$U_{\mathrm{sm}}=m\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}---\left(15\right)$

由于0≤m≤1，留有部分裕量后，叠加的高频共模电压u₀的幅值取为

$U_{0m}=(0.95-m)\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}---\left(16\right)$

2）将高频共模电压的幅值U_om与高频正弦量sinω₀t相乘后得到高频共模电压u₀，由频率模式选择信号ctrl决定u₀是否需要叠加到模块化多电平变换器原有的输出电压指令u_xref上，从而得到模块化多电平变换器的最终输出电压指令u_x*，当ctrl=1时，u_x*=u_xref+u₀，当ctrl=0时，u_x*=u_xref；

3）用模块化多电平变换器原有的输出电压指令u_xref替代实际输出电压u_x，根据式（8）得到低频模式时需要叠加的高频环流指令i_pc2xref，由频率模式选择信号ctrl决定最终的高频环流指令，当ctrl=1时，i_pc2x*=i_pc2xref，当ctrl=0时，i_pc2x*=0；

4）将模块化多电平变换器相单元能量的控制与环流控制相结合，具体来说分为电压外环和电流内环两部分：电压外环负责控制相单元中子模块电容电压的平均值u_cavx跟踪子模块电容电压的指令值u_c ^*，产生用于调节各相单元能量的环流的指令值i_pc1x ^*，控制器采用PI控制器；将i_pc1x ^*与i_pc2x ^*相加得到环流的总指令值i_pcx ^*，电流内环负责控制相单元环流i_pcx跟踪其指令值i_pcx ^*，产生控制电压V_Ax ^*，控制器采用PI控制器，将V_Ax ^*取负号后作为相单元桥臂需要叠加的电压，从而在模块化多电平变换器的相单元中产生相应的环流。

有益效果：与现有技术相比，本发明有如下好处：

（1）本发明简化了高频环流的产生方法，将模块化多电平变换器相单元能量的控制与环流控制相结合，通过控制产生为形成高频环流在相单元桥臂所需叠加的电压；

（2）本发明所述的模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法具有通用性，不仅适用于还有3个相单元的模块化多电平变换器，还适用于仅含有2个相单元的模块化多电平变换器。

附图说明

图1为含有3个相单元的模块化多电平变换器的电路结构图；

图2为含有2个相单元的模块化多电平变换器的电路结构图；

图3为频率模式选择信号产生示意图；

图4为含有频率模式选择的输出电压指令生成原理框图；

图5为含有频率模式选择的高频环流生成原理框图；

图6为含有频率模式选择的能量均分控制原理框图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做进一步说明，一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法，包括以下步骤：

步骤1：推导模块化多电平变换器低频模式运行时需要叠加的高频共模电压u0、高频环流ipc2x的表达式。

附图1是含有3个相单元的模块化多电平变换器的电路结构图（用x表示相单元标号，x=u，v，w），附图2是含有2个相单元的模块化多电平变换器的电路结构图（用x表示相单元标号，x=p，n）。每相分为上、下两个桥臂，每个桥臂由n个子模块级联而成，Udc为直流侧电压udc中的直流分量，ux、ix分别为模块化多电平变换器的输出相电压和线电流，ipcx为相单元桥臂环流，设子模块电容值为C，上、下桥臂的子模块电容电压分别为ucpx、ucnx，上、下桥臂的子模块开关函数分别为Spx、Snx，上、下桥臂电流分别为ipx、inx。

根据子模块电容的伏安特性可得：

要使子模块电容电压仅含有高频分量，式（17）、式（18）必须仅含有高频分量。

为使ppcm项中仅含高频分量，

$\frac{U_{\mathrm{dc}}{i}_{\mathrm{pcx}}}{2}-\frac{u_x{i}_x}{2}=0---\left(19\right)$

从而可得

$i_{\mathrm{pc}1x}=\frac{u_x{i}_x}{U_{\mathrm{dc}}}---\left(20\right)$

ipc1x中含有直流分量和二倍频分量，该环流能够通过模块化多电平变换器的能量均分控制自行产生，与加入的高频共模电压无关。

为使ppdm中仅含高频分量，

$\frac{U_{\mathrm{dc}}{i}_x}{4}-u_x{i}_{\mathrm{pc}1x}-u_0{i}_{\mathrm{pc}2x}=0---\left(21\right)$

从而可得

$i_{\mathrm{pc}2x}=(\frac{U_{\mathrm{dc}}{i}_x}{4}-\frac{{u_x}^2{i}_x}{U_{\mathrm{dc}}})/u_0---\left(22\right)$

由于u0存在过零点，不能直接被除。对于式（21），可以选择u0·ipc2x积化和差之后与低频项相抵消。

设叠加的高频共模电压

u₀=U_0msinω₀t   （23）

则

$i_{\mathrm{pc}2x}=(\frac{U_{\mathrm{dc}}{i}_x}{2}-\frac{{{2u}_x}^2{i}_x}{U_{\mathrm{dc}}})\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t/U_{0m}---\left(24\right)$

ipc2x中含有的频率分量为：ω0±ωs，ω0±3ωs。

此时，

$C\frac{{\mathrm{du}}_{\mathrm{cpx}}}{\mathrm{dt}}$

$=\frac{1}{U_{\mathrm{dc}}}[(\frac{{U_{\mathrm{dc}}}^2{i}_x}{4U_{0m}}-\frac{{u_x}^2{i}_x}{U_{0m}}-\frac{U_{\mathrm{dc}}{u}_x{i}_x}{2U_{0m}}+\frac{{{2u}_x}^3{i}_x}{U_{\mathrm{dc}}{U}_{0m}}-\frac{U_{0m}{i}_x}{2}-\frac{U_{\mathrm{om}}{u}_x{i}_x}{U_{\mathrm{dx}}})\sin {\mathrm{\ω}}_{0}t+(\frac{U_{\mathrm{dc}}{i}_x}{4}-\frac{{u_x}^2{i}_x}{U_{\mathrm{dc}}})\cos 2{\mathrm{\ω}}_{0}t)]---\left(25\right)$

子模块电容电压含有的频率分量为：ω0±ωs，ω0±2ωs，ω0±3ωs，ω0±4ωs，2ω0±ωs，2ω0±3ωs。

选取ω0时，要注意

ω₀≥5ω_s   （26）

从而保证子模块电容电压的波动频率大于等于ωs。

对于含有3个相单元的模块化多电平变换器，三相高频环流相加得

式（27）不包含直流分量，说明加入的高频环流不会影响直流母线电压。

对于含有2个相单元的模块化多电平变换器，若其输出线电压为u，线电流为i，则

$\left\{\begin{array}{c}{u}_p=\frac{u}{2}\\ u_n=-\frac{u}{2}\end{array}\right.---\left(28\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_p=i\\ i_n=-i\end{array}\right.---\left(29\right)$

综合式（24）、式（28）、式（29），2个相单元的高频环流相加得

i_pc2p+i_pc2n=0   （30）

式（30）说明加入的高频环流不会影响直流母线电压。

综上，对于运行于低频模式的模块化多电平变换器，当相单元输出电压中叠加如式（23）所示的高频共模电压，桥臂环流中叠加如式（24）所示的高频环流时，频率选择满足式（26），子模块电容电压的波动幅度得以减小。

步骤2：模块化多电平变换器频率模式选择、低频模式控制的实现

附图3为频率模式选择信号产生示意图，设模块化多电平变换器进入低频模式运行的临界频率为ωcri，将运行频率ωs与临界频率ωcri进行比较，如果ωs>ωcri，频率模式选择信号ctrl=0，意味模块化多电平变换器运行于正常频率模式，如果ωs≤ωcri，频率模式选择信号ctrl=1，意味模块化多电平变换器进入低频模式运行。

在桥臂环流中叠加高频环流会使开关器件的安全裕量减小，损耗增加，因此需要尽可能减小高频环流的幅值。由式（8）可知，加入的高频共模电压的幅值U0m越大，所需环流的幅值就越小。

模块化多电平变换器在正弦脉冲宽度调制下，相单元输出电压的幅值

$U_{\mathrm{sm}}=m\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}---\left(31\right)$

其中，m为电压调制比。

由于0≤m≤1，留有部分裕量后，叠加的高频共模电压u0的幅值可取为

$U_{0m}=(0.95-m)\frac{U_{\mathrm{dc}}}{2}---\left(32\right)$

附图4为含有频率模式选择的输出电压指令生成原理框图，将高频共模电压的幅值Uom与高频正弦量sinω0t相乘后得到高频共模电压u0，由频率模式选择信号ctrl决定u0是否需要叠加到模块化多电平变换器原有的输出电压指令uxref上，从而得到模块化多电平变换器的最终输出电压指令ux*，当ctrl=1时，ux*=uxref+u0，当ctrl=0时，ux*=uxref。

附图5为含有频率模式选择的高频环流生成原理框图，用模块化多电平变换器原有的输出电压指令uxref替代实际输出电压ux，根据式（8）得到低频模式时需要叠加的高频环流指令ipc2xref，由频率模式选择信号ctrl决定最终的高频环流指令，当ctrl=1时，ipc2x*=ipc2xref，当ctrl=0时，ipc2x*=0。

用每个相单元子模块电容电压的平均值表示该相单元的总能量，如果模块化多电平变换器的各相单元能量不相等，会在相间产生环流，因此可以将模块化多电平变换器相单元能量的控制与环流控制相结合，称之为能量均分控制。附图6为含有频率模式选择的能量均分控制原理框图，分为电压外环和电流内环两部分：电压外环负责控制相单元中子模块电容电压的平均值ucavx跟踪子模块电容电压的指令值uc*，产生用于调节各相单元能量的环流的指令值ipc1x*，控制器采用PI控制器；将ipc1x*与ipc2x*相加得到环流的总指令值ipcx*，电流内环负责控制相单元环流ipcx跟踪其指令值ipcx*，产生控制电压VAx*，控制器采用PI控制器。当ipcx>ipcx*时，VAx*为负，想要减小环流，需要使上、下桥臂电压之和大于直流侧电压，因此，将VAx*取负号后作为相单元桥臂需要叠加的电压，从而在模块化多电平变换器的相单元中产生相应的环流。

Claims (5)

1.一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法，其特征在于：包含以下步骤： 

1）设定模块化多电平变换器的相单元输出电压、低频模式运行时需要叠加的高频共模电压，从而得到子模块的开关函数； 

2）设定模块化多电平变换器的输出相电流、相单元桥臂环流，从而得到桥臂电流； 

3）由子模块的开关函数和桥臂电流相乘得到流过子模块电容的电流；根据子模块电容的伏安特性，得到子模块电容电压导数的时域表达式； 

4）为使子模块电容电压中仅含有高频分量，需要使子模块电容电压导数中仅含有高频分量，求解桥臂环流的表达式；设定低频模式运行时需要叠加的高频共模电压的u₀时域表达式，求解高频环流i_pc2x的时域表达式； 

5）将模块化多电平变换器的运行频率与临界频率相比较，得到频率模式选择信号； 

6）根据频率模式选择信号确定高频共模电压u₀是否需要叠加到模块化多电平变换器原有的输出电压指令中去，高频环流i_pc2x是否需要叠加到模块化多电平变换器原有的环流指令中去；通过对环流指令的跟踪控制，得到相单元桥臂需要叠加的电压，从而在模块化多电平变换器的相单元中产生相应的环流。 

2.根据权利要求1所述的一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法，其特征在于：求解高频环流i_pc2x的时域表达式的具体过程为： 

设模块化多电平变换器的直流侧电压u_dc中的直流分量为U_dc，相单元输出电压、电流分别为u_x、i_x，相单元桥臂环流为i_pcx，子模块电容值为C，上、下桥臂的子模块电容电压分别为u_cpx、u_cnx，上、下桥臂的子模块开关函数分别为S_px、S_nx，上、下桥臂电流分别为i_px、i_nx，根据子模块电容的伏安特性可得： 

式（1）、式（2）必须仅含有高频分量，从而保证子模块电容电压仅含有高频分量；为使p_pcm项中仅含高频分量，令 

从而可得 

为使p_pdm中仅含高频分量，令 

从而可得 

由于u₀存在过零点，不能直接被除，对于式（5），可以选择u₀·i_pc2x积化和差之后与低频项相抵消； 

设叠加的高频共模电压 

u₀=U_0msinω₀t   （7） 

则 

。

3.根据权利要求2所述的一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法，其特征在于：叠加的高频共模电压、高频环流的频率满足ω₀≥5ω_s，ω_s为模块化多电平变换器的运行角频率，从而保证子模块电容电压的波动频率大于等于ω_s。 

4.根据权利要求1所述的一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法，其特征在于：得到频率模式选择信号的具体过程为： 

设模块化多电平变换器进入低频模式运行的临界频率为ω_cri，将运行频率ω_s与临界频率ω_cri进行比较，如果ω_s>ω_cri，频率模式选择信号ctrl=0，模块化多电平变换器运行于正常频率模式；如果ω_s≤ω_cri，频率模式选择信号ctrl=1，模块化多电平变换器进入低频模式运行。 

5.根据权利要求1所述的一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法，其特征在于：得到相单元桥臂需要叠加的电压的具体过程为： 

1）设m为模块化多电平变换器的电压调制比，模块化多电平变换器在正弦脉冲宽度调制下，相单元输出电压的幅值 

由于0≤m≤1，留有部分裕量后，叠加的高频共模电压u₀的幅值取为 

2）将高频共模电压的幅值U_om与高频正弦量sinω₀t相乘后得到高频共模电压u₀，由频率模式选择信号ctrl决定u₀是否需要叠加到模块化多电平变换器原有的输出电压指令u_xref上，从而得到模块化多电平变换器的最终输出电压指令u_x*，当ctrl=1时，u_x*=u_xref+u₀，当ctrl=0时，u_x*=u_xref； 

3）用模块化多电平变换器原有的输出电压指令u_xref替代实际输出电压u_x，根据式（8）得到低频模式时需要叠加的高频环流指令i_pc2xref，由频率模式选择信号ctrl决定最终的高频环流指令，当ctrl=1时，i_pc2x*=i_pc2xref，当ctrl=0时，i_pc2x*=0； 

4）将模块化多电平变换器相单元能量的控制与环流控制相结合，具体来说分为电压外环和电流内环两部分：电压外环控制相单元中子模块电容电压的平均值u_cavx跟踪子模块电容电压的指令值u_c ^*，产生用于调节各相单元能量的环流的指令值i_pc1x ^*，控制器采用PI控制器；将i_pc1x ^*与i_pc2x ^*相加得到环流的总指令值i_pcx ^*；电流内环控制相单元环流i_pcx跟踪其指令值i_pcx ^*，产生控制电压V_Ax ^*，控制器采用PI控制器，将V_Ax ^*取负号后作为相单元桥臂需要叠加的电压，从而在模块化多电平变换器的相单元中产生相应的环流。 

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