CN106026736A - 一种模块化多电平变流器的分层控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种模块化多电平(MMC)变流器的分层控制方法，在现有电压电流和子模块控制方法的基础上叠加电流注入环流抑制结构、子模块电容电压纹波抑制结构和预测复合电压频率幅值恢复控制方法，分层控制分为内环基础控制和外环优化控制，适用于半桥子模块、全桥子模块和混合子模块多电平电路。内环控制包括电压电流环控制、子模块电容电压纹波控制和环流注入抑制控制等结构，外环控制包括下垂控制和预测复合控制等结构。其中，环流注入抑制控制、子模块电容电压纹波控制和预测复合控制方法为本发明所提出。发明的控制方法有助于提高系统在不同负载工况下的稳定性，改善直流输电系统输出电压和功率质量，降低模块化多电平输电系统的投资成本，提高输电系统的抗干扰能力和快速响应能力。

Description

一种模块化多电平变流器的分层控制方法

技术领域

本发明涉及一种电力系统领域的模块化多电平变流器的分层控制方法。

背景技术

近年来，随着能源危机和环境污染等问题的日益严峻，世界各国正在大力开发和利用清洁能源。模块化多电平变流器(Module Multilevel Converter，MMC)技术自诞生以来，以其更好的输出电压质量，更高的电容量，更好的电磁兼容性和更好的容错能力等特性而广受关注。不同国家的研究人员相继进行了相关主电路、控制电路和电参量优化输出等方面的研究，同时，由于这种变换器采用高度的模块化结构，具备很强的可扩展性，因此被广泛用来进行柔性直流输电。

然而，模块化多电平变流器中的环流值是由其自身拓扑结构和控制方法决定的，无法完全消除，如果环流值过大就会引起系统过热，器件损坏和功率损失等问题，因此环流抑制能够有效提高变流器传输效率和使用寿命。发明公布号为CN104319801A的专利提出了一种模块化多电平换流器桥臂环流控制方法，采集全部桥臂电流的瞬时值和对应相上下桥臂的平均值作为反馈，经过比例谐振(Proportional Resonant,PR)控制器调节后作为补偿值对相应桥臂环流进行控制，这种方法无需采集三相交流电压，但相应的也没有考虑对电容电压的控制。电容电压控制同样是模块化多电平变流器的基础控制环节之一。授权公告号为CN103532419B的专利提出了一种模块化多电平换流器的模块电容电压均压控制方法，需要对电压值进行排序和评估，然后判断需要投切的子模块，这种方法耗费了大量计算工作，同时子模块电容电压纹波的问题没有涉及。在能量均衡方面，下垂控制在很多专利中都有提到，授权公告号为CN104092249B的专利提出了一种适用于低压微网的改进型下垂控制方法，在电压电流环中加入一种新的虚拟阻抗的设计，能够有效避免高频谐波噪声对微源输出电能质量的影响，但是这种方法软件计算量较大，控制结构相对较为复杂。

综上所述，现有的模块化多电平变流器环流控制方法相对较少，而提出环流控制的专利对于其它参量(例如：电压、电流和功率等)的控制更少。在子模块电容电压平衡控制问题上，大部分专利针对电容电压本身进行调节，对于电容电压纹波的抑制没有提及。功率均衡方面，下垂控制不足以实现频率幅值恢复，有必要提出一种改进型控制方法，进一步完善控制结构。因此，目前有必要研究一种依靠自身系统闭环控制的模块化多电平变流器分层控制方法，既可以不增加额外的硬件消耗，又能够实现可靠的环流和子模块电容电压纹波控制以及功率均衡，可广泛应用于直流输电系统中。

发明内容

本发明要解决的技术问题是，克服现有技术的不足，提出一种模块化多电平变流器分层控制方法，适用于半桥(Half Bridge)、全桥(Full Bridge)和混合(Mixture Bridge)子模块电路。本发明仅通过内部闭环控制策略可以实现对系统环流、子模块电容电压纹波的抑制控制和电压频率幅值恢复。此外，无需额外硬件控制，即可以实现改善直流输电系统电容电压的电能质量，降低模块化多电平输电系统的投资成本，提高系统的抗扰动能力和短时故障运行功能。

为解决上述技术问题，本发明所采用的具体技术方案为：

一种模块化多电平变流器的分层控制方法，包括输入直流电源，所述直流源与模块化多电平变流器相连，输出通过LCL型滤波器接负载。三相模块化多电平变流器包括三相串有子模块的桥臂，桥臂分为上桥臂和下桥臂，上下桥臂可以由半桥、全桥和混合子模块构成，上下桥臂结构对称，中间通过各自的电感连接到中性输出点，半桥臂子模块数为n个，单相全桥臂子模块数为2n个。其中，每个子模块包括两个串联的IGBT半导体器件，含有旁路反向二极管和一个与串联的IGBT相并联的电容。中性点经滤波器输出后接负载运行，相应的IGBT均受触发信号控制其开关状态。

本发明提供的分层控制结构分为内环基础控制和外环优化控制。其中，内环控制包括电压环控制、电流环控制、环流抑制控制和子模块电容电压纹波控制等结构，主要功能是实现桥臂电压稳定，子模块电容电压平衡以及环流抑制等。外环控制包括下垂控制和预测复合控制等结构，主要功能是执行功率均分，主电路电压稳定，恢复频率和电压跌落以及抑制电压谐波等。

本发明提供的子模块电容电压纹波控制结构为电压和桥臂电流闭环反馈控制，选择每个输出三相电压作为反馈控制的输入量，利用参考值电压V_ref减去实际电压值v_Lij，其中i＝a，b，c，j＝1，2……2n，计算偏差为e_ij，其值经过比例积分谐振(PIR)控制，输出值取平均分别与环流注入控制的输出量占空比偏差Δd_cir相加，输出上下桥臂的占空比调制信号。其中环流注入控制的输入量为相应相的环流，其值由上下桥臂电流i_pi，i_ni相加取平均值得到，其中p，n分别代表上下桥臂。整个子模块电容电压纹波控制结构的调节输出值作为脉冲宽度调制(PWM)发生模块的一个控制参量值，完成子模块电容电压纹波闭环控制。

本发明提出的模块化多电平变流器环流注入控制为环流输入-偏差输出的闭环反馈控制，选择每相电路的环流i_ciri作为反馈控制的输入量，其中i＝a，b，c，将输入量经过dq变换与参考值比较，理论上希望系统环流为零，因此，参考值给定为i_{cird_ref}＝0,i_{cirq_ref}＝0，相应偏差值e_cird，e_cirq通过PIR控制结构并考虑到输出电感量2ω₀L相加减，输出值v_{cird_ref}，v_{cirq_ref}经过dq逆变换输出占空比偏差Δd_ciri。整个环流注入控制的调节输出值作为电容电压纹波控制结构的部分输入量完成内部控制。

本发明提供的预测复合控制和下垂控制结构共同作为并列于内环控制的外部控制结构。下垂控制已有较多的专利发明提及，本发明主要阐述提出的预测复合控制的功能原理。相应的控制结构根据下垂控制的输出量电压幅值E_drop，ω_drop首先进行二次调节，通过PI结构和G_sec控制反馈调节。与此同时，针对过去每季度和每天的相关数据对电压幅值和相位的变动进行预测性估计，计算结果为每小时的变动偏差E_est，ω_est对下垂控制输出量进行恢复。整个预测复合控制结构调节输出值作为电压环控制结构的部分输入量，主要针对电压幅值和频率跌落进行反馈控制。

与现有技术相比，本发明的有益效果为：

1、本发明提出一种模块化多电平变流器的分层控制方法，在传统子模块电容电压平衡控制的基础上，提出了内环基础控制(电压环、电流环、环流注入和电容电压纹波控制)和外环优化控制(下垂控制和预测复合控制)，实现了更为有效可靠的系统平衡稳定运行。

2、本发明适用于包括半桥、全桥和混合子模块桥臂电路，仅需改变调制方式，即能实现针对性控制，有利于实际工程应用。

3、本发明提出的环流控制和电容电压纹波控制方法无需进行添加额外的软件工作和硬件设备即可实现更加稳定的电压控制，降低了成本，并且本方法对于环流抑制和子模块电容电压平衡稳定具有有效调节的作用。

4、本发明提出预测复合控制，可以实现输出电压频率和幅值的快速恢复，抵抗外部扰动，保障输出电压质量，提高频率跌落和负载波动的适应能力。可以有效且稳定的实现不同负载条件运行，增强系统的动态和稳态性能。

5、提出的控制策略具有可扩展性，适用于多种应用场合和多种控制需求。

附图说明

图1为模块化多电平变流器内部结构和子模块构成结构图(三相桥臂分别由半桥(HalfBridge)、全桥(Full Bridge)和混合(Mixture Bridge)子模块构成，但不仅限于这种结构)；同时包括模块化多电平变流器、电源、滤波器和负荷等装置构成的输电拓扑结构；

图2为模块化多电平变流器分层控制结构框图；

图3为本发明的第一级的模块化多电平变流器子模块电容电压纹波控制结构框图；

图4为本发明的第二级的模块化多电平变流器环流注入控制结构框图；

图5为本发明的第三级的模块化多电平变流器预测型复合控制结构框图；

图6为加入了平衡负载跳变的纹波控制中子模块电容电压波形图：(a)为调制相位互补子模块的电容电压波形图；(b)为调制相位相同的子模块电容电压波形图；

图7为加入了平衡负载跳变的环流注入控制中上下桥臂电流和环流波形图：(a)为a相上桥臂和下桥臂电流波形图；(b)为a相环流波形图；

图8为加入了平衡负载跳变的预测复合控制中电压幅值和频率恢复波形图：(a)为电压幅值恢复波形图；(b)为电压频率恢复波形图；

图9为加入了不平衡负载跳变(单相负载跌落)的纹波控制中子模块电容电压波形图：(a)为调制相位互补子模块的电容电压波形图；(b)为调制相位相同的子模块电容电压波形图；

图10为加入了不平衡负载跳变(单相负载跌落)的环流注入控制中上下桥臂电流和环流波形图：(a)为a相上桥臂和下桥臂电流波形图；(b)为a相环流波形图；

图11为加入了不平衡负载跳变(单相负载跌落)的预测复合控制中电压幅值和频率恢复波形图：(a)为电压幅值恢复波形图；(b)为电压频率恢复波形图；

具体实施方式

下面结合附图对本发明的实施方法作详细说明：本实施方法在以本发明技术方案为前提的条件下进行实施，给出了详细的实施方式和具体的操作过程，但本发明的保护范围不限于下述的实施例。

如图1所示为模块化多电平变流器电能变换输送电路拓扑结构。该输电系统将模块化多电平变流器和负载通过LCL滤波器连接，模块化多电平变流器由三相桥臂构成，每个桥臂串有2n个子模块，在变流器电压电流输出位置串有电感器。子模块电容电压相对应的有6n个，对应于全部6n个子模块有12n个触发信号连接到每个子模块内串联的IGBT器件的门极位置，起到开断开关作用。触发信号由PWM模块产生，不仅起到调制作用，还可以起到闭环反馈控制的作用，平衡子模块电容电压。

如图2所示为模块化多电平变流器分层控制框图，包括内环基础控制和外环优化控制。其中内环基础控制包括电压环控制、电流环控制、环流注入控制和电容电压纹波控制等结构。外环优化控制包括下垂控制和预测复合控制等结构。在控制结构框图中，分别标注了不同位置的采集输入量，包括1、三相输出电流i_oa，i_ob，i_oc，2、三相输出电压v_oa，v_ob，v_oc，3、逆变器侧输出电流i_La，i_Lb，i_Lc，(变换后为i_Ld，i_Lq)，4、有功和无功功率P，Q，5、上下桥臂电流i_pa，i_pb，i_pc，i_na，i_nb，i_nc，6、预测估计电压幅值和角频率E_est，ω_est。分层控制模块最终输出调制信号参量u_pa,b,c，u_na,b,c，d_pa,b,c，d_na,b,c，通过PWM调制输出模块输出3路共12n个IGBT触发信号。

如图3所示为模块化多电平变流器子模块电容电压纹波控制结构图。相应的输入输出控制参量，已经在图中具体标出。选择每个输出三相电压作为反馈控制的输入量，利用参考值电压V_ref减去实际电压值v_Lij，其中i＝a，b，c，j＝1，2……2n，计算偏差为e_ij，其值经过PIR控制，输出值取平均分别与环流注入控制的输出量占空比偏差Δd_cir相加，输出上下桥臂的占空比调制信号。其中环流注入控制的输入量为相应相的环流，其值由上下桥臂电流i_pi，i_ni相加取平均值得到，其中p，n分别代表上下桥臂。具体计算公式以a相为例，输出电流i_La和环流i_cira分别为

i_La＝i_pa-i_na (1)

i_cira＝0.5(i_pa+i_na) (2)

逆变器侧a相输出电压为

$v_{La}=0.5V_{dc}-v_{pa}-L_{a1}\frac{{\mathrm{di}}_{pa}}{dt}---\left(3\right)$

$v_{La}=-0.5V_{dc}+v_{na}+L_{a1}\frac{{\mathrm{di}}_{na}}{dt}---\left(4\right)$

三相负载为阻性负载，v_La＝Ri_La，考虑到占空比d_p,n和子模块电容电压v_cp,n，相应的公式可以推导为

$\frac{v_{na}-v_{pa}}{2}=\frac{L_{a1}}{2}\frac{{\mathrm{di}}_{La}}{dt}+{\mathrm{Ri}}_{La}---\left(5\right)$

$\frac{1}{2}\[V_{dc}-(v_{na}+v_{pa})\]=L_{a1}\frac{{\mathrm{di}}_{cir}}{dt}---\left(6\right)$

此外，上下桥臂电压可由占空比表示

v_pa＝d_pv_cp,v_na＝d_nv_cn (7)

$0.5(d_n{v}_{cn}-d_p{v}_{cp})=\frac{L_{a1}}{2}\frac{{\mathrm{di}}_{La}}{dt}+{\mathrm{Ri}}_{La}---\left(8\right)$

公式(6)可以变换为

$\frac{1}{2}\[V_{dc}-(d_p{v}_{cp}+d_n{v}_{cn})\]=L_{a1}\frac{{\mathrm{di}}_{cir}}{dt}---\left(9\right)$

由公式(9)可以看出环流成分i_cir和调制占空比之间存在特定的关系，因此可以通过控制环流来控制调制电压。值得一提的是，环流成分主要为2次，很多相关文献都提到过，后面环流注入部分即以2次环流为主要研究对象。

如图4所示为模块化多电平变流器环流注入结构框图。选择每相电路的环流i_ciri作为反馈控制的输入量，其中i＝a，b，c，将输入量经过dq变换与参考值比较，理论上希望系统环流为零，因此，参考值给定为i_{cird_ref}＝0,i_{cirq_ref}＝0，相应偏差值e_cird，e_cirq通过PIR控制结构并考虑到输出电感量2ω₀L相加减，输出值v_{cird_ref}，v_{cirq_ref}经过dq逆变换输出占空比偏差Δd_ciri。这部分内容具体计算公式如下

子模块电容电压计算公式为

$\frac{{\mathrm{dv}}_{cpa}}{dt}=\frac{1}{C}{d}_{pa}{i}_{pa},\frac{{\mathrm{dv}}_{cna}}{dt}=\frac{1}{C}{d}_{na}{i}_{na}---\left(10\right)$

或者

$\frac{{\mathrm{di}}_{pa}}{dt}=-\frac{V_{La}}{L}-\frac{d_{pa}}{L}{v}_{cpa}+\frac{V_{dc}}{2L}---\left(11\right)$

$\frac{{\mathrm{di}}_{na}}{dt}=\frac{V_{La}}{L}-\frac{d_{na}}{L}{v}_{cna}+\frac{V_{dc}}{2L}---\left(12\right)$

重新排列公式(10)、(11)和(12)，考虑环流i_cira＝I_dc+i_z可得下式

$d_{pa}{v}_{cpa}=-\frac{L}{2}\frac{{\mathrm{di}}_{La}}{dt}-L\frac{{\mathrm{di}}_z}{dt}-v_{La}+\frac{V_{dc}}{2}---\left(13\right)$

$C\frac{{\mathrm{dv}}_{cpa}}{dt}=d_{pa}(\frac{i_{La}}{2}+I_{dc}+i_z)---\left(14\right)$

进一步推导可得

$d_{pa}=(-\frac{L}{2}\frac{{\mathrm{di}}_{La}}{dt}-L\frac{{\mathrm{di}}_z}{dt}-v_{La}+\frac{V_{dc}}{2})/v_{cpa}---\left(15\right)$

当直流母线电压和负载电阻值恒定且注入环流值一定时，即表示出电容电压v_cpa和调制占空比d_pa间的关系，进而控制电容电压纹波。

如图5所示为模块化多电平变流器预测复合控制结构框图。相应的控制结构根据下垂控制的输出量电压幅值E_drop，ω_drop首先进行二次调节，通过PI结构和G_sec控制反馈调节。与此同时，针对过去每季度和每天的相关数据对电压幅值和相位的变动进行预测性估计，计算结果为每小时的变动偏差E_est，ω_est对下垂控制输出量进行恢复。具体计算公式为

下垂控制计算公式为

ω＝ω^*-K_p(P-P^*),E＝E^*-K_q(Q-Q^*) (16)

$P=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s+{\mathrm{\ω}}_c}p,Q=\frac{{\mathrm{\ω}}_c}{s+{\mathrm{\ω}}_c}q---\left(17\right)$

ω和E表示实际输出电压的频率和幅值，ω*和E*表示参考频率和电压，P*和Q*是有功和无功功率参考值，孤岛模式下一般设为零。K_p和K_q是下垂系数。瞬时功率通过截止频率为ω_c的低通滤波器输出实际有功和无功功率。

预测复合控制结构计算公式为

ω_com＝k_pf(ω^*+ω_est-ω)+k_if∫(ω^*+ω_est-ω)dt (18)

E_com＝k_pe(E^*+E_est-E)+k_ie∫(E^*+E_est-E)dt (19)

k_pf,k_if,k_pe,和k_ie是电压频率和幅值跌落控制PI补偿器的控制参数。ω_com和E_com是预测复合控制电压频率和幅值反馈

$E_{est}=1/2\[\frac{1}{h}\underset{n=1}{\overset{h}{\Σ}}(v_{qua}^n-v_{ref})/24+\underset{n=1}{\overset{24}{\Σ}}(v_{day}^n-v_{ref})/24\]---\left(20\right)$

${\mathrm{\ω}}_{est}=1/2\[\frac{1}{h}\underset{n=1}{\overset{h}{\Σ}}({\mathrm{\ω}}_{qua}^n-{\mathrm{\ω}}_{ref})/24+\underset{n=1}{\overset{24}{\Σ}}({\mathrm{\ω}}_{day}^n-{\mathrm{\ω}}_{ref})/24\]---\left(21\right)$

其中，h为每季度天数，v_qua和ω_qua为每季度每天电压幅值和频率平均值，v_day和ω_day为每天每小时电压幅值和频率值。

由说明书附图5可知，频率ω推导公式为

$\mathrm{\ω}=\frac{k_p*P}{1-G_{PI}\left(s\right)*G_{com}\left(s\right)}---\left(22\right)$

电压E推导公式为

$E=\frac{k_q*Q}{1-G_{PI}\left(s\right)*G_{com}\left(s\right)}---\left(23\right)$

$G_{PI}\left(s\right)=k_{pf}+\frac{k_{if}}{s},G_{com}\left(s\right)=\frac{1}{\mathrm{\τ}s+1}---\left(24\right)$

下垂控制和预测复合控制结构具备电压频率和幅值快速恢复能力，具有良好的扰动抵抗能力。另外，较高的k_pf可以提高系统快速响应特性，但是，如果k_pf值太大将会导致系统不稳定。基于这种原因，选择k_pf值时，应该综合考虑系统的动态特性和稳态性能。

如图6所示为加入了平衡负载跳变的纹波控制中子模块电容电压波形图，其中图6(a)为a相调制相位互补子模块的电容电压波形图，u₁、u₂代表子模块一和子模块二电容电压，从图中可以看出互补相位的子模块电容电压稳定交替波动，围绕给定400V电压值波动范围不超过4V，负载跃变后波动范围不超过10V且调节稳定时间小于0.5s；图6(b)为调制相位相同的子模块电容电压波形图，u₁、u₃代表子模块一和子模块三电容电压，电压控制效果稳定，重合程度很高，电压差值不超过0.1V。表明本发明提出方法具备很好的子模块电容电压纹波平衡控制能力。

如图7所示为加入了平衡负载跳变的环流注入控制中上下桥臂电流和环流波形图，其中图7(a)为a相上桥臂i_pa和下桥臂i_na电流波形图，上下桥臂电流稳定交替变化；图7(b)为a相环流i_cir波形图，可以看出，相应环流值波动和闪变幅值很小，初始值为±1A，负载跳变后，其值稳定在±2A。表明本发明提出环流控制方法具备很好的环流抑制控制能力。

如图8所示为加入了平衡负载跳变的预测复合控制中电压幅值和频率恢复波形图，其中图8(a)为电压幅值恢复波形图；图8(b)为电压频率恢复波形图，可以看出最初系统稳定时间约为0.25s，加入负载跳变后复合控制都能逐渐恢复跌落的电压频率和幅值，并且迅速达到稳定，恢复电压幅值0.017V和电压频率0.12Hz，同时恢复时间少于0.25s。表明本发明提出预测复合控制方法具备很好的电压频率和幅值跌落恢复能力。

如图9所示为加入了不平衡负载跳变(单相负载跌落)的纹波控制中子模块电容电压波形图，其中图9(a)为调制相位互补子模块的电容电压波形图，u₁、u₂代表子模块一和子模块二电容电压，从图中可以看出互补相位的子模块电容电压稳定交替波动，对于抵抗单相负载跌落具有良好的效果，围绕给定400V电压值波动范围不超过5V且调节稳定时间小于0.5s；图9(b)为调制相位相同的子模块电容电压波形图，u₁、u₃代表子模块一和子模块三电容电压，电压控制效果稳定，重合程度很高，电压差值不超过0.1V。表明本发明提出方法针对单相负载跌落工况依然具备很好的子模块电容电压纹波平衡控制能力。

如图10所示为加入了不平衡负载跳变(单相负载跌落)的环流注入控制中上下桥臂电流和环流波形图，其中图10(a)为a相上桥臂i_pa和下桥臂i_na电流波形图，上下桥臂电流稳定交替变化；图10(b)为a相环流i_cir波形图，可以看出，由于单相负载跌落，相应环流值波动上下限不在对称，但是波动幅值同样很小。表明本发明提出环流控制方法针对单相负载跌落工况依然具备很好的环流抑制控制能力。

如图11所示为加入了不平衡负载跳变(单相负载跌落)的预测复合控制中电压幅值和频率恢复波形图，其中图11(a)为电压幅值恢复波形图；图11(b)为电压频率恢复波形图，可以看出加入单相负载跳变对于电压幅值和频率影响较大，具有一定的调节范围，但是复合控制同样能逐渐恢复跌落的电压频率和幅值，电压幅值偏差不超过0.1V，频率偏差不超过0.04Hz。表明本发明提出预测复合控制方法针对单相负载跌落工况依然具备很好的电压频率和幅值跌落恢复能力。

最后应当说明的是：以上所述仅为本发明的具体实施方式而非对其限制，尽管参照上述实例对本发明进行了详细的说明，本领域的技术人员应当理解：在阅读本申请说明书后技术人员依然可以对本发明的具体实施方式进行修改、替换和改变，但这些修改或变更均未脱离本发明申请待批的权利要求保护范围之内。

Claims (6)

1.一种模块化多电平变流器的分层控制方法，所述控制方法基于模块化多电平变流器主电路，包括输入直流电源，直流源与模块化多电平变流器相连，输出通过LCL型滤波器接负载，负载类型包括三相平衡负载和单相跌落负载，仿真过程添加负载阶跃变化验证所发明方法的有效性。

2.根据权利要求1所述的分层控制方法，其特征在于包括内环基础控制和外环优化控制等两层结构。

3.根据权利要求2所述的分层控制方法，其中内环控制包括电压环控制、电流环控制、环流抑制控制和子模块电容电压纹波控制等结构；外环控制包括下垂控制和预测复合控制等结构。

4.根据权利要求3所述的内环和外环控制方法，其特征在于内环实现桥臂电压稳定，子模块电容电压平衡以及环流抑制等功能；外环实现执行功率均分，主电路电压稳定，恢复频率和电压跌落以及抑制电压谐波等功能。

5.根据权利要求3所述的内环和外环控制方法适用于包括半桥、全桥和混合子模块桥臂电路，通过改变调制方式，从而实现针对性控制，不仅限于示意给出的三相主电路拓扑。

6.根据权利要求3或4所述，其每级控制方法或步骤如下

(1)本发明提供的子模块电容电压纹波控制结构为电压和桥臂电流闭环反馈控制，选择每个输出三相电压作为反馈控制的输入量，利用参考值电压V_ref减去实际电压值v_Lij，其中i＝a，b，c，j＝1，2……2n，计算偏差为e_ij，其值经过PIR控制，输出值取平均分别与环流注入控制的输出量占空比偏差Δd_cir相加，输出上下桥臂的占空比调制信号；其中环流注入控制的输入量为相应相的环流，其值由上下桥臂电流i_pi，i_ni相加取平均值得到，其中p，n分别代表上下桥臂；整个子模块电容电压纹波控制结构的调节输出值作为PWM发生模块的一个控制参量值，完成子模块电容电压纹波闭环控制。

(2)本发明提出的模块化多电平变流器环流注入控制为环流输入-偏差输出的闭环反馈控制，选择每相电路的环流i_ciri作为反馈控制的输入量，其中i＝a，b，c，将输入量经过dq变换与参考值比较，理论上希望系统环流为零，因此，参考值给定为i_{cird_ref}＝0,i_{cirq_ref}＝0，相应偏差值e_cird，e_cirq通过PIR控制结构并考虑到输出电感量2ω₀L相加减，输出值v_{cird_ref}，v_{cirq_ref}经过dq逆变换输出占空比偏差Δd_ciri；整个环流注入控制的调节输出值作为电容电压纹波控制结构的部分输入量完成内部控制。

(3)本发明提出的预测复合控制和下垂控制结构共同作为并列于内环控制的外部控制结构；下垂控制已有较多的专利发明提及，本发明主要阐述提出的预测复合控制的功能原理；相应的控制结构根据下垂控制的输出量电压幅值E_drop，ω_drop首先进行二次调节，通过PI结构和G_sec控制反馈调节，与此同时，针对过去每季度和每天的相关数据对电压幅值和相位的变动进行预测性估计，计算结果为每小时的变动偏差E_est，ω_est对下垂控制输出量进行修复；整个预测复合控制结构调节输出值作为电压环控制结构的部分输入量，主要针对电压幅值和频率跌落进行反馈控制。