CN102195508A

CN102195508A - 模块化多电平变流器的调制方法

Info

Publication number: CN102195508A
Application number: CN2011101480981A
Authority: CN
Inventors: 李子欣; 王平; 李耀华; 朱海滨; 楚遵方; 王松
Original assignee: Institute of Electrical Engineering of CAS
Current assignee: Institute of Electrical Engineering of CAS
Priority date: 2011-06-03
Filing date: 2011-06-03
Publication date: 2011-09-21

Abstract

一种模块化多电平变流器的调制方法，根据每个桥臂的参考电压、桥臂缓冲电感的电流方向和子模块电容电压的大小计算得到每个子模块的参考电压。所有子模块各自的参考电压均与同一三角载波比较，决定子模块内部开关的状态，实现脉宽调制。本发明无需载波相移，即可使模块化多电平变流器的输出电压产生2N+1(N为模块化多电平变流器上桥臂或下桥臂子模块的个数)个电平，可简化实现过程、节约软硬件资源；同时，输出电压阶梯波的台阶高度只有每个电容电压的50％，可显著降低输出电压谐波含量；子模块上的电容电压可通过本发明均衡，无需任何电容电压闭环控制器；同时，桥臂缓冲电感上的平均电压为零，无直流和低频分量，可减小电感的体积和重量。

Description

模块化多电平变流器的调制方法

技术领域

本发明涉及一种多电平电力电子变流器的调制方法，特别涉及模块化多电平变流器的脉宽调制方法。

背景技术

模块化多电平变流器(Modular Multilevel Converter，MMC)是最近获得广泛关注的一种新型的电力电子变流器，最早由德国的A.Lesnicar和R.Marquardt在2002年左右提出。模块化多电平变流器模块化且可以级联的结构决定了其特别适用于中压到高压电力电子变流的应用场合。关于模块化多电平变流器的控制方法，国内外相关研究机构已经进行了较多研究。西门子公司申请的美国专利：US 2010/0067266A1。

除了控制方法外，调制方法的优劣也会显著影响变流器的输出电压特性和系统性能。目前，关于模块化多电平变流器的脉宽调制方法主要有两种，一种是日本的Makoto Hagiwara和Hirofumi Akagi提出的子模块分别调制法(Control and experiment of pulsewidth-modulated modular multilevel converters，IEEETransactions on Power Electronics，vol.24，no.7，pp.1737-1746，July 2009)；另外一种是德国的Steffen Rohner，Steffen Bernet，Marc Hiller和Rainer Sommer提出的统一调制方法(Modulation，losses，and semiconductor requirements ofmodular multilevel converters，IEEE Transactions on Industrial Electronics，vol.57，no.8，pp.2633-2642，August 2010)。子模块分别调制法最多可以输出2N+1(N为模块化多电平变流器上桥臂或下桥臂子模块的个数)个电平的电压。但是，这一方法不能保证同时有一半子模块的电容串联到直流电源中，且缓冲电感要承受基波电流和电压，因此所需缓冲电感体积较大。而统一调制方法可以保证总是有一半子模块的电容串联到直流电源，因此缓冲电感上承受的电压较小。但是，该方法最多只能输出N+1个电平的电压，且输出的阶梯波电压的阶梯高度为子模块电容电压，因此输出电压谐波含量相对较高。

目前模块化多电平变流器已有的脉宽调制方法，例如子模块分别调制法和统一调制法，均采用了载波相移技术。子模块分别调制法需要将所有的子模块进行载波相移；统一调制法的上桥臂所有子模块采用的载波和下桥臂所有子模块采用的载波相位相差180°。但是，由于相移的载波需要单独产生且相互之间需要同步，这使得采用载波相移技术时会增加硬件和软件资源。特别是采用分别调制法时如果子模块数量较多则需要很多相移的载波，对系统的软硬件资源有着较高要求。另外，尽管统一调制法只需要两个不同相位的载波，但是其输出电压电平数要远小于分别调制法，致使模块化多电平变流器输出电压的谐波含量明显增大，限制了变流器性能。本发明可以在不需要载波相移的情况下即可产生2N+1个电平的输出电压。本发明模块化多电平变流器的调制方法其输出电压谐波含量与分别调制法相当，但无需载波相移，也不需要分别调制法中的子模块电容电压均衡控制器，因此可以大大节约软硬件资源。同时，与统一调制法相比，本发明模块化多电平变流器的调制方法在节约软硬件资源的同时可以将输出电压电平数增加N个，因此可以大大降低变流器输出电压谐波含量。

发明内容

本发明的目的在于改进模块化多电平变流器现有的调制方法，在不改变硬件的条件下降低模块化多电平变流器输出电压的谐波含量。

本发明所述的模块化多电平变流器的每个桥臂包括上桥臂、下桥臂和缓冲电感三个部分。本发明模块化多电平变流器的调制方法根据模块化多电平变流器每个桥臂的参考电压首先计算出上桥臂所有子模块总参考电压和下桥臂所有子模块总参考电压，然后根据每个桥臂缓冲电感的电流方向和子模块电容电压的大小计算得到每个子模块的参考电压。把每个子模块各自的参考波与同一三角载波比较，决定子模块内部开关的状态。

本发明方法的特征在于模块化多电平变流器的各个子模块进行脉宽调制的载波不采用相移技术即可在输出电压中产生2N+1个电平，N为模块化多电平变流器上桥臂或下桥臂子模块个数，同时也不需要子模块电容电压均衡控制的闭环控制器。

与已有的方法相比，本发明的新型脉宽调制方法具有以下特点：

1、可以使模块化多电平变流器的输出电压输出2N+1个电平；

2、输出电压阶梯波的台阶高度只有每个子模块电容电压的50％，可以大大降低谐波含量；

3、所有的子模块三角载波相位完全相同，无需载波相移技术，可以大大简化调制方法的实现过程并节约软硬件资源。

4、桥臂缓冲电感上的平均电压在每个载波周期均为零，可以减小缓冲电感的体积和重量；

5、子模块上的电容电压可以通过该调制方法自动均衡，而无需任何电容电压均衡控制器。

附图说明

图1为模块化多电平变流器的电路原理图；

图2为模块化多电平变流器一个子模块的内部电路原理图；

图3是本发明的上桥臂和下桥臂开关子模块的调制实现方式；

图4和图5是本发明的实验验证结果，其中图4是变流器输出电压u_an(阶梯波)和输出电流i_a(准正弦波)的波形；图5的上面两个波形是上桥臂一个子模块和下桥臂一个子模块电容的电压，下面一个波形是输出电流i_a波形。

具体实施方式

图1为模块化多电平变流器的电路原理图。U_dc为直流电源电压，SM_U1-SM_UN和SM_L1-SM_LN分别是一个桥臂的上桥臂和下桥臂的N个子模块，N为正整数。每个子模块的内部结构均相同，如图2所示，其中C_SM为子模块电容，U_SM为子模块电容电压。L_U和L_L是桥臂缓冲电感。u_U和i_U是上桥臂的电压和电流，u_L和i_L是下桥臂的电压和电流。u_an是模块化多电平变流器一个桥臂的输出电压。

模块化多电平变流器的一个桥臂由2N个内部电路相同的子模块构成。如图2所示，每个子模块内部由第一开关S₁、第二开关S₂和电容C_SM构成，第一开关S₁和第二开关S₂串联连接到电容C_SM的正负极，第一开关S₁和第二开关S₂的共同连接点作为该子模块的输出端子x，电容C_SM的负极作为该子模块的输出端子y。所述的上桥臂和下桥臂均由N个相同结构的子模块串联连接构成，即上一子模块的输出端子x与下一个子模块的输出端子y相连。SM_U1的x端子连接到直流电源的正极，SM_LN的y端子连接到直流电源的负极。缓冲电感L_U和L_L同向串联连接，即L_U的非同名端与L_L的同名端连接在一起作为该桥臂的输出端子a。L_U的另外一个(即非a端子的)端子w与上桥臂子模块SM_UN的y端子连接，L_L的另外一个(即非a端子的)端子z与下桥臂子模块SM_L1的x端子连接。

为了便于叙述，首先定义模块化多电平变流器内子模块的两个开关状态。以图2所示的子模块为例，第一开关S₁和第二开关S₂的开关状态为互补的，即当第一开关S₁开通时第二开关S₂必须关断，定义此时子模块的开关状态为IN；而当第二开关S₂开通时第一开关S₁亦必须关断，定义此时子模块的开关状态为OUT。

本发明的调制方法可以按照以下三个步骤实施：

1、首先根据模块化多电平变流器每个桥臂的参考电压计算出上桥臂所有子模块总参考电压u_{U_ref}和下桥臂所有子模块总参考电压u_{L_ref}。同时为上桥臂子模块准备N个参考电压u_{ref_U1}，u_{ref_U2}，......，u_{ref_UN}，和为下桥臂子模块准备N个参考电压u_{ref_L1}，u_{ref_L2}，......，u_{ref_LN}。

不失一般性，假设模块化多电平变流器中输出电压u_an的参考电压为u_{an_ref}＝U_dc·m·cos(ωt)/2，m为调制比，0≤m≤1，ω为角频率。则上桥臂所有子模块总参考电压u_{U_ref}＝U_dc[1-m·cos(ωt)]/2，下桥臂所有子模块总参考电压u_{L_ref}＝U_dc[1+m·cos(ωt)]/2。

记U_SM＝U_dc/N并令K₁＝int(u_{U_ref}/U_SM)及K₂＝int(u_{L_ref}/U_SM)。其中int(x)表示x的取整函数。所述的为上桥臂子模块准备的N个参考电压u_{ref_U1}，u_{ref_U2}，......，u_{ref_UN}分别为：u_{ref_U1}～u_{ref_UK1}为K₁个大于等于U_SM的参考电压，u_{ref_U(K1+1)}＝u_{U_ref}-K₁U_SM，u_{ref_U(K1+2)}～u_{ref_UN}为N-K₁-1个小于等于零的参考电压；为下桥臂子模块准备的N个参考电压u_{ref_L1}，u_{ref_L2}，......，u_{ref_LN}分别为：u_{ref_L1}～u_{ref_LK2}为K₂个大于等于U_SM的参考电压，u_{ref_L(K2+1)}＝u_{L_ref}-K₂U_SM，u_{ref_L(K2+2)}～u_{ref_LN}为N-K₂-1个小于等于零的参考电压。

2、然后根据桥臂缓冲电感的电流方向和子模块电容电压的大小计算得到每个子模块的参考电压。

对于上桥臂来说：

a)在一个载波周期T_c内，如果i_U＞0，则上桥臂中所有子模块按电容电压由低到高排序；电容电压最低的K₁个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U1}～u_{ref_UK1}；第K₁+1个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U(K1+1)}；其余的N-K₁-1个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U(K1+2)}～u_{ref_UN}。

b)在一个载波周期T_c内，如果i_U＜0，则上桥臂中所有子模块按电容电压由高到低排序；电容电压最高的K₁个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U1}～u_{ref_UK1}；第K₁+1个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U(K1+1)}，其余的N-K₁-1个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U(K1+2)}～u_{ref_UN}。

对于下桥臂来说：

a)在一个载波周期T_c内，如果i_L＞0，则下桥臂中所有子模块按电容电压由低到高排序；电容电压最低的K₂个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L1}～u_{ref_LK2}；第K₂+1个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L(K2+1)}；其余的N-K₂-1个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L(K2+2)}～u_{ref_LN}。

b)在一个载波周期T_c内，如果i_L＜0，则下桥臂中所有子模块按电容电压由高到低排序；电容电压最高的K₂个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L1}～u_{ref_LK2}；第K₂+1个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L(K2+1)}，其余的N-K₂-1个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L(K2+2)}～u_{ref_LN}。

3、最后，把每个子模块各自的参考电压与同一三角载波比较，决定子模块内部开关的状态，实现脉宽调制。

如图3所示，子模块的开关状态由该子模块的参考电压和三角载波Carrier决定：当参考电压大于所述的三角载波Carrier时该子模块的开关状态为IN，当参考电压小于所述的三角载波Carrier时该子模块的开关状态为OUT。本发明的调制方法所有的子模块的参考电压均与同一三角载波进行比较决定各子模块各自的开关状态。

图4、图5给出了按本发明模块化多电平变流器调制方法进行的实验验证结果。实验参数为：N＝10，C_SM＝660μF，U_dc＝800V，载波频率8kHz，调制比0.96。由实验结果可见，输出电压为2×10+1＝21电平，输出电压阶梯波阶梯高度为40V，同时子模块电容电压均衡。充分说明了本发明模块化多电平变流器调制方法的正确性和有效性。

Claims

1.一种模块化多电平变流器的调制方法，所述的模块化多电平变流器的上桥臂由N个子模块(SM_U1，......，SM_UN)串联构成，下桥臂亦由N个子模块(SM_L1，......，SM_LN)构成，N为正整数；每个子模块由第一开关(S₁)、第二开关(S₂)和电容C_SM)构成，第一开关(S₁)和第二开关(S₂)串联连接到电容(C_SM)的正极和负极，第一开关(S₁)和第二开关(S₂)的共同连接点作为该子模块的输出端子(x)，电容(C_SM)的负极为该子模块的输出端子(.y)；每个子模块的内部结构相同；上桥臂子模块缓冲电感(L_U)和下桥臂子模块缓冲电感(L_L)同向串联连接，即上桥臂子模块缓冲电感(L_U)的非同名端和下桥臂子模块缓冲电感(L_L)的同名端连接在一起，作为该桥臂的输出端子(a)，其特征在于首先根据模块化多电平变流器每个桥臂子模块的参考电压u_{an_ref}计算得到上桥臂所有子模块总参考电压u_{U_ref}和下桥臂所有子模块总参考电压u_{L_re}，然后根据上桥臂子模块缓冲电感(L_U)电流(i_U)和下桥臂子模块缓冲电感(L_L)电流(i_L)的方向和电容电压的大小，计算得到所述桥臂中每个子模块的参考电压；再将一个桥臂中所有子模块各自的参考电压与同一个三角载波比较，确定子模块内部开关的状态。

2.如权利要求1所述的模块化多电平变流器调制方法，其特征在于所述的调制方法步骤如下：

1)首先根据所述的模块化多电平变流器每个桥臂的参考电压u_{an_ref}计算出上桥臂所有子模块总参考电压u_{U_ref}和下桥臂所有子模块总参考电压；同时为上桥臂子模块准备N个参考电压u_{ref_U1}，u_{ref_U2}，......，u_{ref_UN}，和为下桥臂子模块准备N个参考电压u_{ref_L1}，u_{ref_L2}，......，u_{ref_LN}；

假设模块化多电平变流器中输出电压u_an的参考电压为u_{an_ref}＝U_dc·m·cos(ωt)/2，m为调制比，0≤m≤1，ω为角频率；则上桥臂所有子模块总参考电压u_{U_ref}＝U_dc[1-m·cos(ωt)]/2，下桥臂所有子模块总参考电压u_{L_ref}＝U_dc[1+m·cos(ωt)]/2；

记U_SM＝U_dc/N并令K₁＝int(u_{U_ref}/U_SM)及K₂＝int(u_{L_ref}/U_SM)；其中int(x)表示x的取整函数；所述的为上桥臂子模块准备的N个参考电压u_{ref_U1}，u_{ref_U2}，......，u_{ref_UN}分别为：u_{ref_U1}～u_{ref_UK1}为K₁个大于等于U_SM的参考电压，u_{ref_U(K1+1)}＝u_{U_ref}-K₁U_SM，u_{ref_U(K1+2)}～u_{ref_UN}为N-K₁-1个小于等于零的参考电压；为下桥臂子模块准备的N个参考电压u_{ref_L1}，u_{ref_L2}，......，u_{ref_LN}分别为：u_{ref_L1}～u_{ref_LK2}为K₂个大于等于U_SM的参考电压，u_{ref_L(K2+1)}＝u_{L_ref}-K₂U_SM，u_{ref_L(K2+2)}～u_{ref_LN}为N-K₂-1个小于等于零的参考电压；

2)然后根据桥臂缓冲电感的电流方向和子模块电容电压的大小计算得到每个子模块的参考电压：

对于上桥臂来说：

a)在一个载波周期T_c内，如果i_U＞0，则上桥臂中所有子模块按电容电压由低到高排序；电容电压最低的K₁个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U1}～u_{ref_UK1}；第K₁+1个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U(K1+1)}；其余的N-K₁-1个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U(K1+2)}～u_{ref_UN}；

b)在一个载波周期T_c内，如果i_U＜0，则上桥臂中所有子模块按电容电压由高到低排序；电容电压最高的K₁个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U1}～u_{ref_UK1}；第K₁+1个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U(K1+1)}，其余的N-K₁-1个子模块参考电压采用上桥臂准备的u_{ref_U(K1+2)}～u_{ref_UN}；

对于下桥臂来说：

a)在一个载波周期T_c内，如果i_L＞0，则下桥臂中所有子模块按电容电压由低到高排序；电容电压最低的K₂个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L1}～u_{ref_LK2}；第K₂+1个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L(K2+1)}；其余的N-K₂-1个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L(K2+2)}～u_{ref_LN}；

b)在一个载波周期T_c内，如果i_L＜0，则下桥臂中所有子模块按电容电压由高到低排序；电容电压最高的K₂个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L1}～u_{ref_LK2}；第K₂+1个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L(K2+1)}，其余的N-K₂-1个子模块参考电压采用下桥臂准备的u_{ref_L(K2+2)}～u_{ref_LN}；

3)最后，把每个桥臂的每个子模块各自的参考电压与同一三角载波比较，当参考电压大于三角载波Carrier时该子模块的开关状态为IN，当参考电压小于所述的三角载波Carrier时该子模块的开关状态为OUT；所述的子模块开关状态为IN是指该子模块的第一开关(S₁)导通且第二开关(S₂)关断；所述的子模块开关状态为OUT是指该子模块的第一开关(S₁)关断且第二开关(S₂)导通。