CN115842484A - 一种单相四桥臂模块化多电平变换器及其调控方法 - Google Patents

一种单相四桥臂模块化多电平变换器及其调控方法 Download PDF

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CN115842484A CN202310143110.2A CN202310143110A CN115842484A CN 115842484 A CN115842484 A CN 115842484A CN 202310143110 A CN202310143110 A CN 202310143110A CN 115842484 A CN115842484 A CN 115842484A
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Abstract

本发明提供了一种单相四桥臂模块化多电平变换器及其调控方法，该变换器包括四个桥臂以及桥臂切换开关
Figure ZY_1
；四个桥臂依次串联，每个桥臂包括N/3个级联的子模块，子模块为连接有直流侧电容C的半桥或全桥变换器；桥臂切换开关
Figure ZY_2
的一侧分别与四个桥臂之间的三个连接节点连接，桥臂切换开关
Figure ZY_3
的另一侧共线作为变换器的交流输出侧，桥臂切换开关
Figure ZY_4
均由若干个IGBT串联而成。该单相四桥臂模块化多电平变换器采用分时段最近电平逼近调制输出电压，且采用排序均压法实现稳压。本发明能有效减少装置模块数量，降低装置成本，提高装置功率密度。

Description

一种单相四桥臂模块化多电平变换器及其调控方法
技术领域
本发明涉及电压变换器技术领域，尤其指一种单相四桥臂模块化多电平变换器及其调控方法。
背景技术
近年来，模块化多电平变换器（Modular Multilevel Converter，MMC）凭借输出谐波含量低、模块化程度高和可扩展性强等优点，在直流输电、固态变压器和可再生能源集成等领域中得到了广泛应用。
然而，传统MMC拓扑在减小装置体积和成本上仍存在一定挑战。首先，MMC拓扑上、下桥臂独立输出，在高压大功率场景下MMC桥臂器件数量多，模块利用率低，大量的开关器件会带来较高的功率损耗。其次，MMC中子模块电容体积占到装置的50%以上，数量较多的储能电容将导致装置体积庞大。为提高MMC装置功率密度，业内人员提出了一些优化控制技术和新型MMC拓扑，如下：
1、在桥臂调制电压中注入二次和四次谐波的方法减小桥臂环流，以降低MMC子模块电压波动，此方法可以减小装置所需电容值，但会增加开关器件电压应力和功率损耗。
2、提出混合多电平变换器（Hybrid multilevel converters，HMC），将高压开关和级联模块连接在一起减小装置体积，高压开关输出高压两电平或者三电平方波电压，级联模块通过输出整形电压将方波电压构造为接近正弦量的多电平电压波形。如图1所示的交替桥臂型MMC拓扑，该拓扑可以看作是MMC和两电平变换器的结合，此结构可以减小器件和电容数量，但是，电压平衡会受功率因数和调制度的影响，需要稳定在一个特定的工作点，其次，该拓扑需要一个较大的直流侧滤波电感来消除直流母线电流的波动。如图2所示的混合桥臂型MMC拓扑，该拓扑采用了一对高压三相半桥电压源型变换器，以减少了40%的子模块，由于三相半桥拓扑中纹波能量相互抵消，此拓扑对电容需求减小，与传统MMC相比，VSC直流侧电容值减小了30%，但是，由于三相半桥结构耦合性高，导致该拓扑冗余性较差。
发明内容
本发明的目的是提供一种单相四桥臂模块化多电平变换器，以减少装置模块数量，降低装置成本，提高装置功率密度；本发明还提供该单相四桥臂模块化多电平变换器的调控方法。
为了解决上述技术问题，本发明提供了一种单相四桥臂模块化多电平变换器，其包括：四个桥臂以及桥臂切换开关
Figure SMS_1
；所述四个桥臂依次串联，每个桥臂包括N/3个级联的子模块，所述子模块为连接有直流侧电容C的半桥或全桥变换器；所述桥臂切换开关/>
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均由若干个IGBT串联而成。
优选地，桥臂切换开关
Figure SMS_5
为双向开关组，包括一组正向连接的IGBT和一组反向连接的IGBT，所述反向连接为各IGBT依次通过集电极节点与下一个IGBT的发射极节点连接，反向连接最外侧的IGBT通过集电极节点连接到第二桥臂和第三桥臂的交点处，所述正向连接为各IGBT依次通过发射极节点与下一个IGBT的集电极节点连接，正向连接最外侧的IGBT通过集电极节点连接到交流输出侧，正向连接的IGBT与反向连接的IGBT之间通过发射极节点连接。
桥臂切换开关
Figure SMS_6
中的IGBT反向连接，其首个IGBT通过集电极节点连接到第一个桥臂和第二桥臂的交点处，最后一个IGBT通过发射极节点连接到交流输出侧；
桥臂切换开关
Figure SMS_7
中的IGBT正向连接，其首个IGBT通过发射极节点连接到第三个桥臂和第四桥臂的交点处，最后一个IGBT通过集电极节点连接到交流输出侧。
本发明还提供了该单相四桥臂模块化多电平变换器的调控方法，该单相四桥臂模块化多电平变换器采用分时段最近电平逼近调制输出电压
Figure SMS_8
，所述分时段最近电平逼近调制过程包括：
步骤S1，确定单相四桥臂模块化多电平变换器上桥臂和下桥臂的输出电压参考值，为：
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式中，
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以及下桥臂所需投入的子模块数量/>
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式中，round函数为四舍五入取整函数；
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分别为第一个桥臂、第二个桥臂、第三个桥臂、第四个桥臂的输出电压；
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，从交流输出侧输出；
Figure SMS_68
(6)。
优选地，该单相四桥臂模块化多电平变换器采用排序均压法实现稳压，所述排序均压法包括：
1）实时采集上桥臂和下桥臂子模块直流侧电容电压；
2）判断桥臂电流方向；
若变换器直流侧电流
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本发明提供了一种单相四桥臂模块化多电平变换器及其调控方法。该单相四桥臂模块化多电平变换器通过添加三组桥臂切换开关，复用中间桥臂，以提高子模块利用率。相较于传统的MMC，本发明能够减小33%的模块数，减小了装置体积。而该调控方法所采用的分时段NLM调制策略，以及排序均压方法，非常适用于该单相四桥臂模块化多电平变换器，能够有效保证该变换器的输出波形质量以及其正常运行。
附图说明
图1为现有的交替桥臂型MMC拓扑结构图；
图2为现有的混合桥臂型MMC拓扑结构图；
图3为本发明所涉单相四桥臂模块化多电平变换器的拓扑结构图；
图4为本发明所涉SFMMC的调制波形图；
图5为本发明中K 2闭合时的SFMMC等效电路图；
图6为本发明中K 3闭合时的SFMMC等效电路图；
图7为本发明中K 1闭合时的SFMMC等效电路图；
图8为本发明所涉SFMMC的均压控制流程图；
图9为本发明实施方式中SFMMC输出电压仿真波形图；
图10为本发明实施方式中SFMMC四个桥臂输出电压仿真波形图（其中，(a)、(b)、(c)、(d)分别为SFMMC第一个桥臂、第二个桥臂、第三个桥臂、第四个桥臂的输出电压仿真波形图）；
图11为本发明实施方式中SFMMC子模块直流侧电容电压仿真波形图。
具体实施方式
为了便于本领域技术人员的理解，下面结合实施例与附图对本发明作进一步的说明，实施方式提及的内容并非对本发明的限定。
一、单相四桥臂模块化多电平变换器（Single-phase four-arm MMC，SFMMC）
如图3所示，本发明提供的SFMMC由四个桥臂（分别为第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂）以及三组桥臂切换开关（分别为
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）构成；其中，四个桥臂依次串联，串联后的两端分别连接一个桥臂电感L后作为变换器的直流侧输入或输出电流/>
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分别为第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂的输出电压，直接采集即可。每组桥臂开关均由若干个硅基绝缘栅双极型晶体管（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）串联而成，桥臂切换开关/>
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的另一侧共线作为变换器的交流输出侧。
具体而言，桥臂切换开关
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为双向开关组，包括一组正向连接的IGBT和一组反向连接的IGBT，所述反向连接为各IGBT依次通过集电极节点与下一个IGBT的发射极节点连接，反向连接最外侧的IGBT通过集电极节点连接到第二桥臂和第三桥臂的交点处，所述正向连接为各IGBT依次通过发射极节点与下一个IGBT的集电极节点连接，正向连接最外侧的IGBT通过集电极节点连接到交流输出侧，正向连接的IGBT与反向连接的IGBT之间通过发射极节点连接。
桥臂切换开关
Figure SMS_85
中的IGBT反向连接，其首个IGBT通过集电极节点连接到第一个桥臂和第二桥臂的交点处，最后一个IGBT通过发射极节点连接到交流输出侧；
桥臂切换开关
Figure SMS_86
中的IGBT正向连接，其首个IGBT通过发射极节点连接到第三个桥臂和第四桥臂的交点处，最后一个IGBT通过集电极节点连接到交流输出侧。
本发明所提SFMMC中四个桥臂共包含4N/3个子模块，而传统的单相MMC需要2N个子模块，由此可见，SFMMC能够减小33%的子模块数量，体积也相应减小。
二、单相四桥臂模块化多电平变换器的调控方法
本发明对单相四桥臂模块化多电平变换器调控方法的改进主要在于调制策略与均压方法两个方面，其他方面则参照传统调控技术，该两个方面的内容具体如下。
1）调制策略
SFMMC采用分时段最近电平逼近调制输出电压
Figure SMS_87
，分时段最近电平逼近调制过程包括：
步骤S1，确定单相四桥臂模块化多电平变换器上桥臂和下桥臂的输出电压参考值，为：
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（1）
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为单相四桥臂模块化多电平变换器输出电压。
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一个周期为例进行阐述。
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关断，第一桥臂和第二桥臂构成上桥臂，第三桥臂和第四桥臂构成下桥臂，分别提供上下桥臂所需投入子模块数，等效电路如图5所示，此时，上下桥臂输出电压分别为：
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（3）
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Figure SMS_127
（4）
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Figure SMS_140
（5）
步骤S4，如下式(6)，将上下桥臂输出电压做差之后求平均值，得到输出电压
Figure SMS_141
，从交流输出侧输出；
Figure SMS_142
(6)。
2）均压方法
SFMMC采用排序均压法实现稳压，如图8所示，该排序均压的过程如下：
首先，根据式(1)、(2)实时计算上下桥臂所需投入的子模块数量
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。由前述调制策略可知：
当
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，第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂构成上桥臂，第四桥臂构成下桥臂。
接着，实时采集上桥臂和下桥臂所有子模块直流侧电容电压。
最后，判断桥臂电流方向：
若变换器直流侧电流
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流入上桥臂，也即/>
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Figure SMS_182
个子模块。
三、仿真分析
为更好证明本发明所提变换器及其调控方法的有效性，以下结合仿真实例进行验证。按照图3所示SFMMC拓扑，在MATLAB/Simulink中搭建仿真模拟平台，仿真参数如表1所示。
表1 仿真参数
Figure SMS_183
如图9所示，由于使用NLM调制策略，四个桥臂共16个SM子模块可输出13种电平的阶梯波电压
Figure SMS_184
，峰值约为/>
Figure SMS_185
。相比较传统MMC输出相同电平数的电压则需24个子模块，显然SFMMC可以减小33%的子模块数。
图10所示，不同时间段里选择桥臂切换开关投切，构造出上下桥臂，并通过排序均压控制策略选择每个桥臂投入的子模块。
图11所示，12个子模块电容电压均能稳定在
Figure SMS_186
左右。
上述实施例为本发明较佳的实现方案，除此之外，本发明还可以其它方式实现，在不脱离本技术方案构思的前提下任何显而易见的替换均在本发明的保护范围之内。
为了让本领域普通技术人员更方便地理解本发明相对于现有技术的改进之处，本发明的一些附图和描述已经被简化，并且为了清楚起见，本申请文件还省略了一些其他元素，本领域普通技术人员应该意识到这些省略的元素也可构成本发明的内容。

Claims (6)

1.一种单相四桥臂模块化多电平变换器，其特征在于：包括四个桥臂以及桥臂切换开关
Figure QLYQS_1
；所述四个桥臂依次串联，每个桥臂包括N/3个级联的子模块，所述子模块为连接有直流侧电容C的半桥或全桥变换器；所述桥臂切换开关
Figure QLYQS_2
的一侧分别与四个桥臂之间的三个连接节点连接，桥臂切换开关
Figure QLYQS_3
的另一侧共线作为变换器的交流输出侧，桥臂切换开关
Figure QLYQS_4
均由若干个IGBT串联而成。
2.根据权利要求1所述的单相四桥臂模块化多电平变换器，其特征在于：
桥臂切换开关
Figure QLYQS_5
为双向开关组，包括一组正向连接的IGBT和一组反向连接的IGBT，所述反向连接为各IGBT依次通过集电极节点与下一个IGBT的发射极节点连接，反向连接最外侧的IGBT通过集电极节点连接到第二桥臂和第三桥臂的交点处，所述正向连接为各IGBT依次通过发射极节点与下一个IGBT的集电极节点连接，正向连接最外侧的IGBT通过集电极节点连接到交流输出侧，正向连接的IGBT与反向连接的IGBT之间通过发射极节点连接；
桥臂切换开关
Figure QLYQS_6
中的IGBT反向连接，其首个IGBT通过集电极节点连接到第一个桥臂和第二桥臂的交点处，最后一个IGBT通过发射极节点连接到交流输出侧；
桥臂切换开关
Figure QLYQS_7
中的IGBT正向连接，其首个IGBT通过发射极节点连接到第三个桥臂和第四桥臂的交点处，最后一个IGBT通过集电极节点连接到交流输出侧。
3.根据权利要求2所述的单相四桥臂模块化多电平变换器的调控方法，其特征在于：该单相四桥臂模块化多电平变换器采用分时段最近电平逼近调制输出电压
Figure QLYQS_8
，所述分时段最近电平逼近调制过程包括：
步骤S1，确定单相四桥臂模块化多电平变换器上桥臂和下桥臂的输出电压参考值，为：
Figure QLYQS_9
（1）
式中，
Figure QLYQS_10
、
Figure QLYQS_11
分别为上桥臂和下桥臂的输出电压参考值，
Figure QLYQS_12
为单相四桥臂模块化多电平变换器直流侧电压，
Figure QLYQS_13
为单相四桥臂模块化多电平变换器输出电压；
步骤S2，计算每时刻上桥臂所需投入的子模块数量
Figure QLYQS_14
以及下桥臂所需投入的子模块数量
Figure QLYQS_15
，如下式：
Figure QLYQS_16
（2）
式中，round函数为四舍五入取整函数；
步骤S3，判断
Figure QLYQS_17
、
Figure QLYQS_18
的数值范围，确定上桥臂输出电压
Figure QLYQS_19
和下桥臂输出电压
Figure QLYQS_20
；
步骤S4，将上下桥臂输出电压做差之后求平均值，得到输出电压
Figure QLYQS_21
，从交流输出侧输出。
4.根据权利要求3所述的单相四桥臂模块化多电平变换器的调控方法，其特征在于：
1）若步骤S2中计算得到的
Figure QLYQS_23
处于上升阶段且
Figure QLYQS_27
，
Figure QLYQS_31
处于下降阶段且
Figure QLYQS_25
；或
Figure QLYQS_29
处于下降阶段且
Figure QLYQS_33
，
Figure QLYQS_34
处于上升阶段且
Figure QLYQS_22
；则导通桥臂切换开关
Figure QLYQS_26
，关断桥臂切换开关
Figure QLYQS_30
、
Figure QLYQS_32
，第一桥臂和第二桥臂构成上桥臂，第三桥臂和第四桥臂构成下桥臂，根据步骤S2计算得到的
Figure QLYQS_24
、
Figure QLYQS_28
分别提供上下桥臂所需投入子模块数量，此时，上下桥臂输出电压分别为：
Figure QLYQS_35
（3）
2）若步骤S2中计算得到的
Figure QLYQS_38
处于上升阶段且
Figure QLYQS_45
，
Figure QLYQS_46
处于下降阶段且
Figure QLYQS_39
；或
Figure QLYQS_41
处于下降阶段且
Figure QLYQS_43
，
Figure QLYQS_47
处于上升阶段且
Figure QLYQS_36
；则导通桥臂切换开关
Figure QLYQS_40
，关断桥臂切换开关
Figure QLYQS_44
、
Figure QLYQS_48
，第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂构成上桥臂，第四桥臂构成下桥臂，根据步骤S2计算得到的
Figure QLYQS_37
、
Figure QLYQS_42
分别提供上下桥臂所需投入子模块数量，此时，上下桥臂输出电压分别为：
Figure QLYQS_49
（4）
3）若步骤S2中计算得到的
Figure QLYQS_52
处于上升阶段且
Figure QLYQS_56
，
Figure QLYQS_59
处于下降阶段且
Figure QLYQS_53
；或
Figure QLYQS_57
处于下降阶段且
Figure QLYQS_60
，
Figure QLYQS_62
处于上升阶段且
Figure QLYQS_50
；则导通桥臂切换开关
Figure QLYQS_54
，关断桥臂切换开关
Figure QLYQS_58
、
Figure QLYQS_61
，第一桥臂构成上桥臂，第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂构成下桥臂，根据步骤S2计算得到的
Figure QLYQS_51
、
Figure QLYQS_55
分别提供上下桥臂所需投入子模块数SM数量，此时，上下桥臂输出电压分别为：
Figure QLYQS_63
（5）
式(3)-(5)中，
Figure QLYQS_64
、
Figure QLYQS_65
、
Figure QLYQS_66
、
Figure QLYQS_67
分别为第一个桥臂、第二个桥臂、第三个桥臂、第四个桥臂的输出电压。
5.根据权利要求4所述的单相四桥臂模块化多电平变换器的调控方法，其特征在于：步骤S4中，计算输出电压
Figure QLYQS_68
的公式如下：
Figure QLYQS_69
(6)。
6.根据权利要求5所述的单相四桥臂模块化多电平变换器的调控方法，其特征在于：该单相四桥臂模块化多电平变换器采用排序均压法实现稳压，所述排序均压法包括：
1）实时采集上桥臂和下桥臂子模块直流侧电容电压；
2）判断桥臂电流方向；
若变换器直流侧电流
Figure QLYQS_70
流入上桥臂，则分别将上桥臂和下桥臂子模块直流侧电容电压按照从小到大的顺序进行排列，再分别使上桥臂、下桥臂投入对应升序排列中前
Figure QLYQS_71
、
Figure QLYQS_72
个子模块；
若变换器直流侧电流
Figure QLYQS_73
从上桥臂流出，则分别将上桥臂和下桥臂子模块直流侧电容电压按照从大到小的顺序进行排列，再分别使上桥臂、下桥臂投入对应降序排列中前
Figure QLYQS_74
、
Figure QLYQS_75
个子模块。
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