CN104702140A

CN104702140A - T型三电平光伏并网逆变器并联环流抑制和中点平衡方法

Info

Publication number: CN104702140A
Application number: CN201510126213.3A
Authority: CN
Inventors: 张承慧; 邢相洋; 陈阿莲; 张子成
Original assignee: Shandong University
Current assignee: Shandong University
Priority date: 2015-03-20
Filing date: 2015-03-20
Publication date: 2015-06-10
Anticipated expiration: 2035-03-20
Also published as: CN104702140B

Abstract

本发明公开了T型三电平光伏并网逆变器并联环流抑制和中点平衡方法，实现中点平衡的方法包括步骤，第一步，将三电平转化成两电平的SVPWM，在SVPWM的基础上计算出每相桥臂的状态转换时间；第二步，对每相桥臂的状态转换时间进行调整，得到最终的PWM信号。在实现中点平衡后，然后根据PI控制器计算出的小矢量的修正值，通过改变小矢量的开通时间实现环流抑制。本发明能够采用的中点平衡方法能够克服直流侧电容的波动，而且对于输出波形质量有所改善；本发明的方法能够简单方便的实现环流的抑制，控制简单；本发明的方法能够实现中点平衡控制和环流抑制，解决了T型逆变器并联的难题；和传统的采用硬件解决环流的方法相比，本发明的成本较低。

Description

T型三电平光伏并网逆变器并联环流抑制和中点平衡方法

技术领域

本发明涉及一种基于SVPWM调制的T型三电平光伏并网逆变器并联环流抑制和中点平衡方法。

背景技术

随着电力电子技术不断发展，电力系统中电力电子变换器渗透率日益增高，特别是多电平变换器具有谐波少、耐压高、开关应力小、电磁干扰(Electromagnetic Interference,EMI)少等优势，广泛应用于高压直流输电、可再生能源分布式发电及微网领域。特别是T型三电平拓扑，相比于传统的NPC三电平拓扑，具有导通损耗小，空间体积小，保护简单等优点，在一定的功率等级和开关频率下，较NPC三电平拓扑有着更高的能量密度和更高的效率，因此已经成为市场的主流，特别是随着光伏并网系统的发展，T型三电平由于其独有的优势已经成为光伏逆变器主要拓扑形式。

但是由于开关应力的影响，单机T型三电平逆变器不能满足光伏大功率并网逆变器的要求，因此多台T型三电平逆变器的并联已经成为一种光伏发电系统能量变换的主要趋势。

然而T型三电平逆变器的并联会有零序环流产生，零序环流会增加系统的损耗，降低系统的效率，造成并联逆变器的电流应力不平衡和严重的电磁干扰，影响IGBT开关管的使用寿命。

而且对于T型三电平来说，存在中点电位不平衡的问题。中点电位不平衡将带来输出电压波形畸变、电平数降低、逆变器开关器件承受的电压不均衡、电容的寿命降低等危害。因此控制T型三电平中点平衡非常关键。

发明内容

本发明的目的就是为了解决上述问题，提供一种基于SVPWM调制的T型三电平光伏并网逆变器并联环流抑制和中点平衡方法，通过改变小矢量的开通时间来实现中点平衡的控制，然后在此基础上，通过PI控制器计算得到小矢量修正值，再次改变小矢量的开通时间来实现环流的抑制。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

T型三电平光伏并网逆变器并联中点平衡方法，两台T型三电平光伏并网逆变器并联的系统采用SVPWM调制方法，上侧为主支路上的第一逆变器，下侧为并联支路上的第二逆变器，系统包括L滤波的2台T型三电平逆变器并联，每台T型三电平逆变器包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，另一侧经滤波器与电阻连接；在并联的各桥臂输入端接入同一台直流电压源；输入电压源并联的电容，中点连接各项桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，各个IGBT管均由控制电路驱动，交流侧经过L滤波后实现并网功能。

电容为中点箝位电容，容值几百到几千微法。

所述滤波器为L滤波电路。

所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。

所述采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、滤波器输出的三相电压值大小。

T型三电平光伏并网逆变器并联环流抑制和中点平衡方法，包括以下步骤，

第一步，将三电平转化成两电平的SVPWM，在SVPWM的基础上计算出每相桥臂的状态转换时间；

第二步，对每相桥臂的状态转换时间进行调整，得到最终的PWM信号。

所述第一步中三电平转化成两电平的SVPWM的具体方法为，

第一扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 3, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} + V_{DC} / 6;

第二扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} - V_{DC} / 6;

第三扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} + V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} - V_{DC} / 3;

第四扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} + V_{dc} / 3, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} - V_{DC} / 6;

第五扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} + V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} + V_{DC} / 6;

第六扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} + V_{DC} / 3;

U_W ^*＝-U_V ^*-U_U ^*；

其中，U_W ^*为转化成两电平的电压参考矢量，是三电平的电压参考矢量，U_W ^*＝-U_V ^*-U_U ^*，V_DC为输入电压；

在两电平SVPWM算法的基础上得到每相桥臂的状态转换时间T_U，T_V，T_W的具体方法为，

\{\begin{matrix} T_{U} = 2 \frac{U_{U}^{*} * T_{s}}{V_{DC}} + C \\ T_{V} = 2 \frac{U_{V}^{*} * T_{s}}{V_{DC}} + C \\ T_{W} = 2 \frac{U_{W}^{*} * T_{s}}{V_{DC}} + C \end{matrix}

其中：C＝0.5T₁-b，T₁＝T_s-(a-b)，a＝max(T_U，T_V，T_W)，b＝min(T_U，T_V，T_W)，T_s为一个开关周期时间；

所述第二步中每相桥臂的状态转换时间调整的具体方法为，

当Vdc1>Vdc2时，Vdc1、Vdc2分别为直流侧上下电容的电压值，每相桥臂的状态转换时间改为：第一步中计算出的转换时间减去α倍的第一步中计算出的最小转换时间，从而可以得到新的开通时间；

即每相桥臂的状态转换时间T_U，T_V，T_W减少αb，从而可以得到新的开通时间T_U1，T_V1，T_W1，

\{\begin{matrix} T_{U 1} = T_{U} - αb \\ T_{V 1} = T_{V} - αb \\ T_{W 1} = T_{W} - αb \end{matrix}

式中，α是一个0～1之间的变量，根据α越大中点平衡控制的越好，但是振荡越大，因此优选的，α＝0.3～0.7之间选择最好。

当Vdc1<Vdc2时，Vdc1、Vdc2分别为直流侧上下电容的电压值，每相桥臂的状态转换时间改为：第一步中计算出的转换时间加上α倍的第一步中计算出的最小转换时间，从而可以得到新的开通时间；

当Vdc1<Vdc2时，每相桥臂的状态转换时间T_U，T_V，T_W增加αb，从而可以得到新的开通时间T_U1，T_V1，T_W1，

\{\begin{matrix} T_{U 1} = T_{U} + αb \\ T_{V 1} = T_{V} + αb \\ T_{W 1} = T_{W} + αb \end{matrix}

在实现中点平衡后，环流抑制的方法包括以下步骤，

第一步，实现中点平衡后，对第二逆变器的零序电流进行采样；

第二步，得到PI控制器计算出的小矢量修正值y；

第三步，改变小矢量的开通时间；

小矢量POO的开通时间改为：实现中点平衡方法中第二步得到的转换时间加上PI控制器计算出的小矢量修正值y；

小矢量ONN的开通时间改为：实现中点平衡方法中第二步得到的转换时间减去PI控制器计算出的小矢量修正值y。

本发明的有益效果：

1、本发明能够采用的中点平衡方法能够克服直流侧电容的波动，而且对于输出波形质量有所改善；

2、本发明的方法能够简单方便的实现环流的抑制，控制简单；

3、本发明的方法能够实现中点平衡控制和环流抑制，解决了T型逆变器并联的难题；

4、和传统的采用硬件解决环流的方法相比，本发明的成本较低。

附图说明

图1为L滤波的T型三电平光伏逆变器并联系统结构图；

图2为T型三电平的空间矢量图；

图3三电平转化成两电平的开通时间图；

图4(a)为零矢量PPP；图4(b)为大矢量PNN；图4(c)为小矢量POO；图4(d)的小矢量ONN；图4(e)为中矢量PON；

图5(a)为不控制中点平衡的矢量图；图5(b)为上侧电容电压大于下侧电容电压时控制中点平衡的矢量图；图5(c)为上侧电容电压小于下侧电容电压时控制中点平衡的矢量图。

图6两台T型逆变器并联环流抑制控制图；

图7为对并联T型三电平逆变器不控制中点平衡和抑制环流结果示意图；

图8为对并联T型三电平逆变器抑制环流不控制中点平衡结果示意图；

图9为对并联T型三电平逆变器抑制环流和控制中点平衡结果示意图；

图10为L滤波的并联T型三电平逆变器的控制电路图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明作进一步说明。

T型三电平光伏并网逆变器并联中点平衡方法，包括以下步骤，

所述第一步中三电平转化成两电平的SVPWM的具体方法为，

第一扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 3, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} + V_{DC} / 6;

第二扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} - V_{DC} / 6;

第三扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} + V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} - V_{DC} / 3;

第四扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} + V_{dc} / 3, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} - V_{DC} / 6;

第五扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} + V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} + V_{DC} / 6;

第六扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{vs}}^{*} + V_{DC} / 3;

U_W ^*＝-U_V ^*-U_U ^*；

其中，U_W ^*为转化成两电平的电压参考矢量，为三电平的电压参考矢量，

U_{W}^{*} = {- U}_{V}^{*} - U_{U}^{*},

V_DC输入电压；

在两电平SVPWM算法的基础上每相桥臂的状态转换时间T_U，T_V，T_W的具体方法为，

\{\begin{matrix} T_{U} = 2 \frac{U_{U}^{*} * T_{s}}{V_{DC}} + C \\ T_{V} = 2 \frac{U_{V}^{*} * T_{s}}{V_{DC}} + C \\ T_{W} = 2 \frac{U_{W}^{*} * T_{s}}{V_{DC}} + C \end{matrix}

所述第二步中每相桥臂的状态转换时间调整的具体方法为，Vdc1>Vdc2时，每相桥臂的状态转换时间T_U，T_V，T_W减少αb，从而可以得到新的开通时间T_U1，T_V1，T_W1，

\{\begin{matrix} T_{U 1} = T_{U} - αb \\ T_{V 1} = T_{V} - αb \\ T_{W 1} = T_{W} - αb \end{matrix}

式中，α是一个0～1之间的变量，根据α越大中点平衡控制的越好，但是振荡越大，因此α＝0.3～0.7之间选择最好。

\{\begin{matrix} T_{U 1} = T_{U} + αb \\ T_{V 1} = T_{V} + αb \\ T_{W 1} = T_{W} + αb \end{matrix}

在实现中点平衡后，环流抑制的方法包括以下步骤，

第二步，得到PI控制器计算出的小矢量修正值y；

第三步，改变第二台逆变器中小矢量的开通时间；

如图1所示为L滤波的两台T型三电平光伏逆变器系统并联结构图，每台T型三电平逆变器包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，另一侧经滤波器与电阻连接；在并联的各桥臂输入端接入同一台直流电压源；输入电压源并联的容值几百到几千微法中点箝位电容，中点连接各项桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，各个IGBT管均由控制电路驱动，交流侧经过L滤波后实现并网功能，系统输出端与电网相连。

控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。

采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、滤波器输出的三相电压值大小。

信号调理电路将霍尔传感器测得的相关信号进行调理，得到采样电路可以接收的模拟信号。AD转换器的采样与转换由DSP进行控制，将调理好的模拟信号转换为数字量。数字信号的处理以及SVPWM控制、PWM产生均由DSP实现，最终生成的PWM信号送给驱动电路去控制IGBT管的开通与关断。

如图2所示为三电平空间矢量图，图中可以看出三电平具有27个矢量，分为大、中、小和零矢量。

如图3-4所示，图3为三电平转化成两电平的开通时间图，图4(a)为零矢量PPP，由于没有和中点相连，因此不影响中点电位；图4(b)为大矢量PNN，也没有和中点相连，因此不影响中点电位；图4(c)为小矢量POO，影响中点平衡，增加POO的作用时间能够减小上面电容电压；图4(d)的小矢量ONN影响中点平衡，增加ONN的作用时间能够减小下面电容电压；图4(e)为中矢量PON影响中点平衡，但是由于流向电流的方向不一致，因此难以控制中点平衡。

图5(a)-图5(c)为SECTOR I中控制中点平衡矢量图，当直流侧上侧电压大于下侧直流电压时，增加POO的作用时间，直流侧上侧电压小于下侧直流电压时，增加ONN的作用时间。从而控制中点电位的平衡。

图6为抑制并联T型三电平逆变器的环流图。T型三电平逆变器2输出电流之和和0电流做差之后，再通过控制器G(s)实现对环流控制。

图7为对并联T型三电平逆变器不控制中点平衡和抑制环流，图中可以看出，环流为4A，输出电流波形质量差，而且中点不平衡问题严重。

图8为对并联T型三电平逆变器抑制环流，但是不控制中点平衡，图中可以看出，环流的效果很好，但是中点不平衡。

图9为对并联T型三电平逆变器抑制环流和控制中点平衡，图中可以看出，环流抑制很好，而且中点平衡效果很好，输出电流波形质量很好。

图10为L滤波的并联T型三电平逆变器的控制电路图。控制电路包括保护电路、驱动电路和采样调理电路，采样调理电路包括直流电压Upo、直流电压Uno、直流电流I_dc以及滤波器输出的三相电压U_a、U_b、U_c，三相电流I_a、I_b、I_c信号调理电路和控制电压具有过/欠压保护和过流保护；驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims

1.T型三电平光伏并网逆变器并联中点平衡方法，两台T型三电平光伏并网逆变器并联的系统采用SVPWM调制方法，上侧为主支路上的第一逆变器，下侧为并联支路上的第二逆变器，其特征是，包括以下步骤，

2.如权利要求1所述T型三电平光伏并网逆变器并联中点平衡方法，其特征是，所述第一步中三电平转化成两电平的SVPWM的具体方法为，

第一扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 3, U_{V}^{*} = {V_{VS}}^{*} + V_{DC} / 6;

第二扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{VS}}^{*} + V_{DC} / 6;

第三扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{VS}}^{*} + V_{DC} / 3;

第四扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 3, U_{V}^{*} = {V_{VS}}^{*} + V_{DC} / 6;

第五扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{VS}}^{*} + V_{DC} / 6;

第六扇区内，

U_{U}^{*} = {V_{us}}^{*} - V_{dc} / 6, U_{V}^{*} = {V_{VS}}^{*} + V_{DC} / 3;

U_W ^*＝-U_V ^*-U_U ^* _；

其中，为转化成两电平的电压参考矢量，为三电平的电压参考矢量，U_W ^*＝-U_V ^*-U_U ^*，V_DC为输入电压；

\{\begin{matrix} T_{U} = 2 \frac{U_{U}^{*} * T_{s}}{V_{DC}} + C \\ T_{V} = 2 \frac{U_{V}^{*} * T_{s}}{V_{DC}} + C \\ T_{W} = 2 \frac{U_{W}^{*} * T_{s}}{V_{DC}} + C \end{matrix}

其中：C＝0.5T₁-b，T₁＝T_s-(a-b)，a＝max(T_U，T_V，T_W)，b＝min(T_U，T_V，T_W)，T_s为一个开关周期时间。

3.如权利要求1所述T型三电平光伏并网逆变器并联中点平衡方法，其特征是，所述第二步中每相桥臂的状态转换时间调整的具体方法为，

当Vdc1>Vdc2时，Vdc1、Vdc2分别为直流侧上下电容的电压值，每相桥臂的状态转换时间改为：第一步中计算出的转换时间减去α倍的第一步中计算出的最小转换时间，α是一个0～1之间的常数，从而可以得到新的开通时间；

当Vdc1<Vdc2时，Vdc1、Vdc2分别为直流侧上下电容的电压值，每相桥臂的状态转换时间改为：第一步中计算出的转换时间加上α倍的第一步中计算出的最小转换时间，α是一个0～1之间的常数，从而可以得到新的开通时间。

4.如权利要求3所述T型三电平光伏并网逆变器并联中点平衡方法，其特征是，优选的，所述α的取值范围是[0.3，07]。

5.基于权利要求1所述的T型三电平光伏并网逆变器并联中点平衡方法的环流抑制方法，其特征是，包括以下步骤，

第二步，得到PI控制器计算出的小矢量修正值y；

第三步，改变小矢量的开通时间；