CN104167947A

CN104167947A - 一种z源三电平t型逆变器及其中点平衡控制方法

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Publication number: CN104167947A
Application number: CN201410344666.9A
Authority: CN
Inventors: 张承慧; 邢相洋; 陈阿莲
Original assignee: Shandong University
Current assignee: Shandong University
Priority date: 2014-07-18
Filing date: 2014-07-18
Publication date: 2014-11-26
Anticipated expiration: 2034-07-18
Also published as: CN104167947B

Abstract

本发明涉及一种Z源三电平T型逆变器及其中点平衡控制方法，该拓扑具有Z源网络三电平中点钳位(NPC)逆变器相同的升压特性，但是所用开关器件数目较少，效率较高。与三电平T型逆变器相比，本发明的拓扑不仅能够实现升/降压功能，而且允许上、下桥臂直通，可靠性明显增加，消除死区时间，防止波形畸变；与Z源两电平逆变器相比，输出电压有中点电位，因此和高频谐波小，所需的滤波器较小，由于三电平比两电平更接近正弦波，因此开关频率可以降低，开关损耗较小；采用SVPWM控制策略，将三电平SVPWM转化成两电平SVPWM，然后在两电平SVPWM的基础上实现中点平衡和升压，该方法能够简单的消除中点平衡与直通的耦合。

Description

一种Z源三电平T型逆变器及其中点平衡控制方法

技术领域

本发明涉及一种Z源三电平T型逆变器及其中点平衡控制方法。

背景技术

随着分布式电源的迅速发展及其对效率要求的不断提升，提高电能质量、减少谐波污染、提高发电系统的效率是分布式电源发展的关键问题。三电平逆变器相比于传统的两电平逆变器具有谐波少、耐压高、开关应力小、电磁干扰(Electro Magnetic Interference,EMI)少等优点已经在分布式电源及微电网领域得到广泛应用。然而对于燃料电池、光伏电池等分布式电源的输出电压并不是恒定的，无法实现较宽直流电压范围的变流功能和得到较高的交流输出电压。为了满足直流母线较宽的电压范围，研究人员加入了DC/DC变换器，即采用两级结构。然而此变换器不仅需要较多的功率器件，在工作过程中还产生大量的开关损耗，降低系统效率。为了减少因DC/DC变换器引起的开关损耗对系统效率的影响，采用Z源网络的两电平逆变器是一种理想的选择。

Z源两电平逆变器在光伏逆变器、储能、电动汽车、燃料电池等新能源领域应用广泛。但是随着分布式电源的迅速发展，提高电能质量和功率等级等要求备受关注。Z源多电平逆变器可以解决上述问题。而Z源三电平中点钳位(neutral point clamped，NPC)逆变器在光伏逆变器、风力发电机、燃料电池等可再生能源得到广泛的应用，它由一个独立的直流电源、两个直流侧分压电容、一个Z源网络和一个三电平NPC逆变电路组成。Z源网络的引入使直通成为一种正常的工作状态，通过控制直通占空比，Z源三电平NPC逆变器可以实现升压功能，而且不用控制死区时间，防止逆变波形畸变。桥臂直通不会引起功率器件的损坏，可靠性明显增加。因此，Z源三电平NPC逆变器相对于传统三电平NPC逆变器优势明显，前景十分广阔。

但是，Z源三电平NPC逆变器需要无源器件太多，会产生大量的功率损耗，这样会造成系统的效率低。效率和电能质量是保证可再生能源和微电网可靠、稳定、经济运行的保障。

因此，研究一种效率和电能质量最优的拓扑结构至关重要。而对于三电平T型逆变器，效率和电能质量相对于Z源三电平NPC和Z源两电平逆变器都较好，但是对于燃料电池、光伏电池等分布式电源的输出电压输出不恒定，无法实现宽输出电压，而且由于死区的原因导致谐波很大。

而且Z源三电平逆变器存在着中点电位不平衡的固有问题。传统方法很难实现升压和中点平衡的问题。

发明内容

为了解决上述问题，本发明提出了一种Z源三电平T型逆变器及其中点平衡控制方法，本发明首先将三电平SVPWM转化成两电平SVPWM，然后在两电平SVPWM的基础上实现中点平衡和升压，该方法能够简单的消除中点平衡与直通的耦合；采用SVPWM调制方法，该方法不但可以灵活的实现开关状态的组合，还具有降低开关损耗和谐波畸变小、直流电压利用率高等优点。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种Z源三电平T型逆变器，包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，另一侧经滤波器与电阻连接；在并联的各桥臂输入端连接Z源网络后接入输入电压源；输入电压源两端并联有两个串联的电容，两个电容连接处连接各项桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，各个IGBT管均由控制电路驱动。

所述Z源网络包括两个电感和电容，两个电感分别串联在输入电压源两端与三相桥臂的连接处，电感与输入电压源的连接侧串联有二极管，且两个二极管反向，两个电容的一端分别连接二极管和电感的连接处，另一端连接在另一路电感和三相桥臂的连接处。

所述滤波器为LC滤波电路，且其中的电容公共端接地。

所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。

所述采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、Z源网络电容电压以及滤波器输出的三相电压值大小。

中点不平衡的原因是由中、小矢量引起的，如果改变中矢量消除中点平衡，会引起输出电流发生畸变；然而可以通过改变P类型小矢量和N类型小矢量的值消除中点平衡，减小P类型的小矢量作用时间可以减少直流侧下电容Vdc2的值，减小N类型的小矢量作用时间可以减少直流侧上电容Vdc1的值；该方法对输出电流没有影响，P类型和N类型小矢量的值如表1所示，其中，O为每相桥臂的四个IGBT管的开通信号依次为{0,1,1,0}，P为每相桥臂的四个IGBT管的开通信号依次为{1,1,0,0}、N为每相桥臂的四个IGBT管的开通信号依次为 {0,0,1,1}。

表1P类型和N类型的小矢量

P-type	N-type
		POO	ONN
PPO	OON
		OPO	NON
OPP	NOO
		OOP	NNO
POP	ONO

一种基于上述Z源三电平T型逆变器的中点平衡控制方法，具体包括以下步骤：

(1)根据直流侧上电容Vdc1和下电容电压Vdc2的大小，分别调整每相桥臂的状态转换时间，使中点点位趋于平衡；

(2)考虑直通的加入，选择开关状态转换最少的桥臂产生直通，调节开通时间，得到Z源三电平T型逆变器所需要的直通占空比，将得到的PWM信号送到驱动电路。

所述步骤(1)中，当直流侧上电容Vdc1大于直流下电容电压Vdc2时，减小N类型的小矢量作用时间来控制中点平衡，调整开通时间为：

\{\begin{matrix} {T_{U}}^{,} = T_{U} - α T_{\min} \\ {T_{V}}^{,} = T_{V} - α T_{\min} \\ {T_{W}}^{,} = T_{W} - α T_{\min} \end{matrix}

式中，每相桥臂的状态转换时间为T_U，T_V，T_W，T_U，T_V，T_W中的最小值为Tmin，T_U’，T_V’，T_W’分别为调整后的开通时间，α为小于1的比例系数；Vdc1减小，Vdc2增加，中点电位趋于平衡。

所述步骤(1)中，当直流侧上电容Vdc1小于直流下电容电压Vdc2时，减小P类型的小矢量作用时间来控制中点平衡，调整开通时间为：

\{\begin{matrix} {T_{U}}^{,} = T_{U} + α T_{\min} \\ {T_{V}}^{,} = T_{V} + α T_{\min} \\ {T_{W}}^{,} = T_{W +} α T_{\min} \end{matrix}

式中，每相桥臂的状态转换时间为T_U，T_V，T_W，T_U，T_V，T_W中的最小值为Tmin，α为小于1的比例系数；Vdc1增加，Vdc2减小，中点电位趋于平衡。

所述步骤(2)中，在控制中点平衡以后，要考虑直通的加入，选择开关状态转换最少的桥臂产生直通，在任意时刻，对开通时间的Tmax，即T_U，T_V，T_W中的最大值，增加T₀的上直通，同时对开通时间的Tmax，即T_U，T_V，T_W中的最小值，减少T₀的下直通，保持调制信号的Tmid，即T_U，T_V，T_W中的中间值不变；得到Z源三电平T型逆变器所需要的直通占空比，最后将得到的PWM信号送到驱动电路，T₀为设定时间。

调整后三相开通时间的最大值和最小值为：

\{\begin{matrix} {T_{\max}}^{.} = T_{\max} + T_{0} \\ {T_{mid}}^{,} = T_{mid} \\ {T_{\min}}^{,} = T_{\min} - T_{0} \end{matrix}

本发明的有益效果是：

1、相对于三电平T型逆变器，Z源三电平T型逆变器不仅可以实现升压，而且由于直通不会引起功率器件的损坏，可靠性明显增加，消除死区时间，防止波形畸变；

2、和Z源两电平逆变器相比，Z源三电平T型逆变器输出电压有中点电位，因此高频谐波小，所需的滤波器较小，由于三电平比两电平更接近正弦波，因此开关频率可以降低，开关损耗较小；

3、和Z源三电平NPC逆变器相比，Z源三电平T型逆变器减少了元器件数量，导通损耗更低，效率更高；

4、能够解决Z源T型逆变器的中点平衡问题，维持系统的稳定；

5、具有高功率、波形质量好等优点，在光伏发电系统、风力发电系统、燃料电池等可再生能源领域前景广泛。

附图说明

图1为本发明系统结构图；

图2为非直通状态下Z源三电平T型逆变器的工作模式；

图3a为Z源三电平T型逆变器处于非直通状态下等效电路图；

图3b为Z源三电平T型逆变器处于上直通状态下等效电路图；

图3c为Z源三电平T型逆变器处于下直通状态下等效电路图；

图3d为Z源三电平T型逆变器处于全直通下状态等效电路图。

图4为Z源三电平的空间矢量图；

图5为采用SVPWM的调制方法实现Z源三电平T型逆变器中点平衡控制；

图6为采用SVPWM的调制方法实现Z源三电平T型逆变器升压和中点平衡控制；

图7a为Z源三电平T型逆变器在非直通情况下Vdc1>Vdc2的中点电位波形；

图7b为Z源三电平T型逆变器在非直通情况下Vdc1<Vdc2的中点电位波形；

图8a为Z源三电平T型逆变器在直通情况下Vdc1>Vdc2的中点电位波形；

图8b为Z源三电平T型逆变器在直通情况下Vdc1<Vdc2的中点电位波形

图9为Z源三电平T型逆变器在Vdc1>Vdc2情况下运行波形；

图10为Z源三电平T型逆变器在在Vdc1<Vdc2情况下运行波形；

图11为Z源T型逆变器的控制电路图。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。

如图1所示，每个桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点左侧接两个方向相反的IGBT管，各相桥臂的中点右侧经滤波器与相应电阻连接；在并联的各桥臂输入端并联有串联的一对电容C1、电容C2，电容C1、电容C2的左侧与输入电压连接；电容C1、电容C2的右侧与Z源网络连接，各桥臂的两个方向相反的IGBT管与电容C1、C2的中点相连。图3a为Z源三电平T型逆变器处于非直通状态下等效电路图；图3b为Z源三电平T型逆变器处于上直通状态下等效电路图；图3c为Z源三电平T型逆变器处于下直通状态下等效电路图；图3d为Z源三电平T型逆变器处于全直通下状态等效电路图。通过公式推导可知，当升压因子B＝1时，Z源三电平T型逆变器工作在传统降压模式；当升压因子B>1时，则工作在升压模式。

对于Z源三电平T型逆变器，采用SPWM的方法，会使最终的输出电压包含大量的谐波，影响输出电压的波形质量。而采用SVPWM的方式控制PWM输出可以改善电压波形质量和提高直流电压利用率。因此本发明采用SVPWM的方法实现对Z源三电平T型逆变器的控制。

信号调理电路将霍尔传感器测得的相关信号进行调理，得到采样电路可以接收的模拟信号。AD转换器的采样与转换由DSP进行控制，将调理好的模拟信号转换为数字量。数字信号的处理以及SVPWM控制、PWM产生均由DSP实现，最终生成的PWM信号送给驱动电路去控制IGBT管的开通与关断。

图2Z源三电平T型逆变器在非直通情况下，逆变部分结构及电路原理图。具体控制方式如下：

调制波为三相正弦波，即

u_a＝sinωt

u_b＝sin(ωt-120°)

u_c＝sin(ωt-240°)；

载波为在相位上相差180°的三角波。

以a相为例，假设电流向右侧流为正，开关序列生成方式如下：

如果Ua>CA1并且Ua>CA2，则开关序列(Ua1,Ua2,Ua3,Ua4)＝(1,1,0,0)＝P。由图2a可知，当i>0时，当Ua1开通时，虽然Ua2开通，但是没有电流流过Ua2，Ua3,Ua4关断。当i<0时，Ua1，Ua2，Ua3，Ua4关断。此时Ua0＝Vin/2.

如果Ua<CA1并且Ua<CA2，则开关序列(Ua1,Ua2,Ua3,Ua4)＝(0,0,1,1)＝N。由图2c可知，当i<0时，Ua4开通时，虽然Ua3开通，但是没有电流流过Ua3，Ua,1,Ua2关断。当i>0时，Ua1，Ua2，Ua3，Ua4关断。因此Ua0＝-Vin/2.

如果Ua<CA1并且Ua>CA2，则开关序列(Ua1,Ua2,Ua3,Ua4)＝(0,1,1,0)＝O。由图2b可知，当i>0时，Ua2开通，Ua1,Ua3,Ua4关断。因此Ua0＝0。

如果Ua<CA1并且Ua>CA2，则开关序列(Ua1,Ua2,Ua3,Ua4)＝(0,1,1,0)＝O。由图2b可知，当i<0时，Ua3开通，Ua1,Ua2,Ua4关断。因此Ua0＝0。

图3a为Z源三电平T型逆变器处于非直通状态下等效电路图；图3b为Z源三电平T型逆变器处于上直通状态下等效电路图；图3c为Z源三电平T型逆变器处于下直通状态下等效电路图；图3d为Z源三电平T型逆变器处于全直通下状态等效电路图。通过公式推导可知，当升压因子B＝1时，Z源三电平T型逆变器工作在传统降压模式；当升压因子B>1时，则工作在升压模式。

图4为Z源三电平的空间矢量图，分解为6个小六角形。

图5为SVPWM调制方法得到的中点平衡算法，正常情况下，图5(a)开关序列为[ONN]-[PNN]-[PON]-[POO]-[PON]-[PNN]-[ONN]。

图5(b)为Vdc1>Vdc2时，减小N类型的小矢量ONN作用时间来控制中点平衡。新的开通时间为：

\{\begin{matrix} {T_{U}}^{,} = T_{U} - α T_{\min} \\ {T_{V}}^{,} = T_{V} - α T_{\min} \\ {T_{W}}^{,} = T_{W} - α T_{\min} \end{matrix}

式中每相桥臂的状态转换时间为T_U，T_V，T_W，T_U，T_V，T_W中的最小值为Tmin，α为小于1的比例系数。

因此Vdc1减小，Vdc2增加，中点电位趋于平衡。

图5(c)为Vdc1<Vdc2时，较小P类型的小矢量POO作用时间来控制中点平衡。新的开通时间为：

\{\begin{matrix} {T_{U}}^{,} = T_{U} + α T_{\min} \\ {T_{V}}^{,} = T_{V} + α T_{\min} \\ {T_{W}}^{,} = T_{W +} α T_{\min} \end{matrix}

因此Vdc1增加，Vdc2减小，中点电位趋于平衡。但是该方法并不影响输出电流。

图6为加入中点平衡之后上、下直通的注入方法；对于Z源三电平T型逆变器，直通状态的注入不能对桥臂的输出电压产生影响，对于SVPWM控制，{O,O,O}状态不能产生全直通，因此只有上直通和下直通，而且上、下直通只能产生在等效零矢量中。其中，{O,O,O}状态指并联的三相桥臂的IGBT管均处于{O}状态。{O}状态为本相桥臂的四只IGBT管的导通信号分别为(0,1,1,0)；{N}状态为本相桥臂的四只IGBT管的导通信号分别为(0,0,1,1)；{P}状态为本相桥臂的四只IGBT管的导通信号分别为(1,1,0,0)。

上直通只能发生在{O}、{N}状态的等效矢量的作用时间内，下直通只能发生在{O}、{P}状态等效矢量的作用时间内。选择开关状态转换最少的桥臂产生直通，在任意时刻，对开通时间的Tmax，即TU，TV，TW中的最大值，增加T0的上直通，同时对开通时间的Tmax，即TU，TV，TW中的最小值，减少T0的下直通，保持调制信号的Tmid，即TU，TV，TW中的中间值不变。得到Z源三电平T型逆变器所需要的直通占空比，最后将得到的PWM信号送到驱动电路。

图7为调制度M为0.8，直通占空比的时间T0＝0时，Vdc1>Vdc2和Vdc1<Vdc2两种情况下的波形。在0.1s的时候加入中点平衡的控制，0.2s的时候Vdc1和Vdc2的电压趋于平衡。

图8为调制度M为0.8，直通占空比的时间T0＝0.1时，Vdc1>Vdc2和Vdc1<Vdc2两种情况下的波形。在0.1s的时候加入中点平衡的控制，0.2s的时候Vdc1和Vdc2的电压趋于平衡。

图9为Vdc1>Vdc2时依次输出的是Vdc1和Vdc2、相电流、线电压、Vdc电压。0.225sVdc1和Vdc2电压相等。

图10Vdc1<Vdc2时依次输出的是Vdc1和Vdc2、相电流、线电压、Vdc电压。0.225sVdc1和Vdc2电压相等，波形的谐波比不平衡时要少。

图11为Z源T型逆变器的控制电路图；控制电路包括保护电路、驱动电路和采样调理电路，采样调理电路包括直流电压Vin、Z源电容电压Vzc、直流电流Idc以及滤波器输出的三相电压Ua、Ub、Uc，信号调理电路和控制电压具有过/欠压保护和过流保护；驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。

因此，采用SVPWM调制策略可以实现Z源三电平T型逆变器的升压和逆变功能，而且还能保证Z源三电平T型逆变器的中点平衡，相对于Z源三电平NPC逆变器，导通损耗更低，效率高，波形质量相当。该拓扑逆变器在光伏发电系统、风力发电系统、燃料电池等可再生能源领域前景广阔。

上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。

Claims

1.一种Z源三电平T型逆变器，其特征是：包括并联的三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的IGBT管，各相桥臂的中点一侧串联两个方向不同的IGBT管，另一侧经滤波器与电阻连接；在并联的各桥臂输入端连接Z源网络后接入输入电压源；输入电压源两端并联有两个串联的电容，两个电容连接处连接各项桥臂的两个方向不同IGBT管的一端，各个IGBT管均由控制电路驱动。

2.如权利要求1所述的一种Z源三电平T型逆变器，其特征是：所述Z源网络包括两个电感和电容，两个电感分别串联在输入电压源两端与三相桥臂的连接处，电感与输入电压源的连接侧串联有二极管，且两个二极管反向，两个电容的一端分别连接二极管和电感的连接处，另一端连接在另一路电感和三相桥臂的连接处。

3.如权利要求1所述的一种Z源三电平T型逆变器，其特征是：所述滤波器为LC滤波电路，且其中的电容公共端接地。

4.如权利要求1所述的一种Z源三电平T型逆变器，其特征是：所述控制电路包括保护电路、驱动电路、采样调理电路，采样调理电路连接DSP模块，DSP模块与保护电路双向通信，DSP模块连接驱动电路，驱动电路输出PWM信号驱动桥臂中IGBT管的开通与关断。

5.如权利要求4所述的一种Z源三电平T型逆变器，其特征是：所述采样调理电路采集输入电压源的直流电压、直流电流、Z源网络电容电压以及滤波器输出的三相电压值大小。

6.一种如权利要求1-5中任一项所述的基于上述Z源三电平T型逆变器的中点平衡控制方法，其特征是：具体包括以下步骤：

7.如权利要求6所述的中点平衡控制方法，其特征是：所述步骤(1)中，当直流侧上电容Vdc1大于直流下电容电压Vdc2时，减小N类型的小矢量作用时间来控制中点平衡，调整开通时间为：

\{\begin{matrix} {T_{U}}^{,} = T_{U} - α T_{\min} \\ {T_{V}}^{,} = T_{V} - α T_{\min} \\ {T_{W}}^{,} = T_{W} - α T_{\min} \end{matrix}

8.如权利要求6所述的中点平衡控制方法，其特征是：所述步骤(1)中，当直流侧上电容Vdc1小于直流下电容电压Vdc2时，减小P类型的小矢量作用时间来控制中点平衡，调整开通时间为：

\{\begin{matrix} {T_{U}}^{,} = T_{U} + α T_{\min} \\ {T_{V}}^{,} = T_{V} + α T_{\min} \\ {T_{W}}^{,} = T_{W +} α T_{\min} \end{matrix}

9.如权利要求6所述的中点平衡控制方法，其特征是：所述步骤(2)中，在控制中点平衡以后，要考虑直通的加入，选择开关状态转换最少的桥臂产生直通，在任意时刻，对开通时间的Tmax，即TU’，TV’，TW’中的最大值，增加T₀的上直通，同时对开通时间的Tmax，即TU’，TV’，TW’中的最小值，减少T₀的下直通，保持调制信号的Tmid，即TU’，TV’，TW’中的中间值不变；得到Z源三电平T型逆变器所需要的直通占空比，最后将得到的PWM信号送到驱动电路，T₀为设定时间；

调整后三相开通时间的最大值和最小值为：

\{\begin{matrix} {T_{\max}}^{.} = T_{\max} + T_{0} \\ {T_{mid}}^{,} = T_{mid} \\ {T_{\min}}^{,} = T_{\min} - T_{0} \end{matrix}

10.如权利要求7、8中任一项所述的中点平衡控制方法，其特征是：P类型和N类型小矢量的值如表1所示，其中，O为每相桥臂的四个IGBT管的开通信号依次为{0,1,1,0}，P为每相桥臂的四个IGBT管的开通信号依次为{1,1,0,0}、N为每相桥臂的四个IGBT管的开通信号依次为{0,0,1,1}；

表1P类型和N类型的小矢量

P-type N-type POO ONN PPO OON

OPO NON OPP NOO OOP NNO POP ONO