CN102629836A - 一种新的两级式交流光伏模块 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于高电压增益的DC-DC变换器和单相混合箝位型三电平逆变器的两级式交流光伏模块。它包括前级的DC-DC变换器和后级的单相混合箝位型的三电平逆变器，其中DC-DC变换器由开关管M1、M2和电感L1、L2构成，DC-DC变换器的输入端与光伏电池连接，一个输出端与二极管D1连接后，与另一输出端间并联电容C0；DC-DC变换器采用多级脉冲序列方式控制输出电压；单相混合箝位型的三电平逆变器包括由串联的二极管D2、D3以及跨接在二极管D2、D3串联电路两端的电容C3组成的单相混合箝位电路，以及由IGBT(Q1、Q2、Q3、Q4)和电容C1、C2组成的逆变器，逆变器的输出端经电感L3输出交流电；单相混合箝位电路采用载波移相控制方式对逆变器进行控制。它减小了电压的波动，提高了输出功率，方法简单，便于设计。

Description

一种新的两级式交流光伏模块

技术领域

本发明涉及一种基于高电压增益的DC-DC变换器和单相混合箝位型三电平逆变器的新的两级式交流光伏模块。

背景技术

近年来，随着能源危机和环境问题日益严重，太阳能、风能、地热能和潮汐能等可再生能源的利用越来越受到人们的关注。其中太阳能以其范围广、资源丰富、无污染、无噪音等优点而拥有广阔的应用前景。随着社会的发展，人们对于电力的需求急速增长，在此情况下太阳能发电系统应运而生，人们对于太阳能光伏发电的研究也越来越多。顾名思义，光伏发电就是将太阳能通过光伏效应转换为电能的技术。近年来，交流光伏模块作为小功率发电的重要技术受到广泛应用，这种技术也有了长足的进步。在这种模块中，它将光伏模块与逆变器集成起来，组成一个整体的模块，然后将所有的模块输出并入电网，这样就解决了在传统逆变器中存在的当逆变器和光伏模块不匹配时出现的功率损耗问题。由于交流光伏模块系统安置灵活，可实现系统中光伏组件最大功率点跟踪的独立控制，因此实验证明在外部环境条件相同情况下其对光伏器件的利用率比其它光伏系统结构高出12％。模块集成逆变器(MIC，Module Integrated Converter)是交流光伏模块系统设计的关键，文献[QuanLi；Wolfs，P.；AReview of the Single Phase Photovoltaic Module Integrated ConverterTopologies WithThree Different DC Link Configurations Power Electronics，[J].IEEETransactions onVolume 23，Issue 3，May 2008Page(s)：1320-1333]回顾了多种不同的MIC结构设计方案。大多数拓扑都采用带高频变压器的高频升压逆变技术，但高频开关会增加开关损耗。为了提高逆变器的效率，有人采用无源或有源软开关技术。然而，增加的无源或有源器件会使拓扑结构复杂，可靠性降低。由于太阳能电池板提供的直流电压通常比较低，所以采用无隔离的变换器[Wuhua Li；Xiangning He；Revies of non-isolated high-step-up DC/DC convertersin photovoltaic Grid-connected applications；Industrial Electronics，IEEETransactions on，2011，page(s)：1239-1250]成为了可能。文献[B.Sahan，A.Notholt-Vergara，A.Engler，P.Zacharias，Development of a single-stage three-phasePV module integrated converter[C]，12th European Conference on Power Electronicsand Applications EPE，Aalborg，Denmark，September 2007，pp.1-11]研究了一种单级三相电流源型非隔离MIC，但是该结构局限应用于几百伏输出电压的薄膜光伏电池。多电平逆变器因其输出谐波小，器件开关频率低，电磁兼容性好等特性而成为高压大功率领域的研究热点，而这些优良特性也正是交流光伏模块逆变器所需要的。

发明内容

本发明的目的就是为了解决直流侧电容电压平衡以及系统漏电流等问题，提供一种基于高电压增益的DC-DC变换器和单相混合箝位型三电平逆变器的新的两级式交流光伏模块。具有高升压比功能的DC-DC变换器的应用省去了隔离变压器，采用多级脉冲序列控制方法实现对DC-DC变换器直流侧输出电压的稳定控制，该控制方法同时减小了电压的波动，提高了输出功率，而单相三电平逆变器采用载波移相调制方法进行控制，方法简单，便于设计。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

该交流光伏模块采用两级式的拓扑结构，包括前级的DC-DC变换器和后级的单相混合箝位型三电平逆变器，其中DC-DC变换器由开关管M1、M2和电感L1、L2构成，DC-DC变换器的输入端与光伏电池连接，一个输出端与二极管D1连接后，与另一输出端间并联电容C0；DC-DC变换器采用多级脉冲序列方式控制输出电压；

单相混合箝位型三电平逆变器包括由串联的二极管D2、D3以及跨接在二极管D2、D3串联电路两端的电容C3组成的混合箝位电路，以及由IGBT(Q1、Q2、Q3、Q4)和电容C1、C2组成的逆变器，逆变器的输出端经电感L3输出交流电；单相混合箝位电路采用载波移相控制方式对逆变器进行控制。

所述多级脉冲序列方式控制是在连续的若干个开关周期内，根据DC-DC变换器的工作状态，通过多个不同等级的脉冲信号组成的脉冲序列来实现对电路的控制；即在开关周期起始时刻，若电压误差信号Ve大于设定的临界值Vref表明此时输出电压与基准值Vo差距较大，其中Ve＝Vref-Vo，需要较大的能量来减小这个差距，因此将选定第一级脉冲P₁作为控制信号；若Ve处于Vref与零之间，表明此时输出电压略低于基准值，需要较小的能量，因此选定第二级脉冲P₂作为控制信号；若Ve处于零与-Vref之间，表明输出电压略高于基准值，将选定第三级脉冲P₃作为控制信号；若Ve小于-Vref，表明输出电压超出基准值较大，将选定第四级脉冲P₄作为控制信号，根据以上的原理，若干个周期的脉冲信号组成一个脉冲序列来实现对变换器的控制。

所述载波移相控制方式一般用在级联型多电平逆变器和飞跨电容型多电平逆变器中。对三电平逆变器，每相采用2个具有相同频率和相同峰峰值的三角载波与正弦波相比较；2个三角载波间相移180度。这个相移使得产生的SPWM脉冲在相位上错开，从而使最终叠加输出的SPWM波形等效开关频率提高到原来的2倍，因此可在不提高开关频率的条件下，大大减小输出谐波。

本发明的系统拓扑结构，它由DC-DC变换器加单相三电平混合箝位型逆变器组合而成。系统前级为高增益DC-DC变换器，这种变换器具有较高的静态升压比，因此可以省去了隔离变压器，这大大减小了系统的体积和重量。系统后级为一个单相的混合箝位型的三电平逆变器，相较于二极管箝位的三电平逆变器来说，该种结构有效解决了直流侧的电容电压不平衡的问题，同时系统的漏电流问题也得到解决。

该电路省去了常用的变压器，大大减小了系统的尺寸，使得整个模块更加轻便，利于安装和维护，但是也增加了开关的个数。

本发明系统的工作原理

1高增益DC-DC变换器的原理

该结构中包含两个开关，两个电感，以及一个输出二极管和一个输出电容。两个开关输入相同的导通信号，如图2a-c所示为电路在电流连续模式(CCM)及电流断续模式(DCM)下的导通状态，以及其电路的稳态分析如下。

DC-DC变换器的等效电路：图2a开关导通，图2b开关关断，图2cDCM模式下开关关断

DC-DC变换器的理想波形，图3a电流连续模式，图3b电流断续模式。

假设所有的器件都处于理想状态，在理想状态下做出电路的稳态分析。

1.1电流连续模式下的稳态分析

(1)在t₀-t₁之间，开关M1和M2导通，如图2a电感L1、L2开始储能，输出电容Co中的能量开始释放，此时L1、L2的电压为V_L1＝V_L2＝V_in；

(2)在t₁-t₂之间，开关M1、M2关闭，如图2b此时L1、L2的电压为

计算可得电压增益

开关M1、M2以及输出二极管的电压应力为

$V_{M1}=V_{M2}=\frac{V_o+V_{\mathrm{in}}}{2}$

V_D1＝V_o+V_in

1.2电流断续模式下的稳态分析

(1)在t₀-t₁之间，开关M1和M2导通，如图2a

电感L1、L2开始储能，输出电容Co中的能量开始释放，流过L1、L2中的峰值电流为

$I_{L1p}=I_{L2p}=\frac{V_{\mathrm{in}}}{L}(t_1-t_0);$

(2)在t₁-t₂之间，开关M1和M2关断，如图2b电感L1和L2中的电流在t₂时刻减小为零，给出峰值电流的另一个表达式

(3)在t₂-t₃之间，开关M1和M2关断，如图2c电感L1和L2中的能量已减小为零，只有输出电容Co向负载提供能量，在稳态下流过输出电容的电流应该为零，即 $I_{\mathrm{co}}=\frac{D^2{\mathrm{Vin}}^{2}T}{L(\mathrm{Vo}-\mathrm{Vin})}-\frac{\mathrm{Vo}}{R}$ 为零，其中D为占空比， $T_L=\frac{L{f}_s}{R}(\mathrm{fs}=\frac{1}{T})$

则可计算出电压增益为

$M=\frac{V_o}{V_{\mathrm{in}}}=\frac{1}{2}+\sqrt{\frac{1}{4}+\frac{D^2}{T_L}}$

2DC-DC变换器的多级脉冲序列控制及工作状态

脉冲序列控制是一种应用于DC/DC变换的非线性控制方法，目前多见用于开关电源的应用当中。它通过检测每个开关周期起始时刻输出电压与基准电压的关系产生不同等级的能量脉冲，以此来控制输出电压，这种控制方法具有优异的瞬态特性和鲁棒性，不需要外部补偿电路，控制系统简单可靠，但是它的缺点是稳态电压输出有较大的纹波，因此这里采用了多级脉冲序列的控制方法。

多级脉冲序列控制的基本思想是：在连续的若干个开关周期内，根据变换器的工作状态，通过多个不同等级的脉冲信号组成的脉冲序列来实现对电路的控制。如图2所示为四级控制脉冲信号，分别对应的电流基准值依次降低，即各级脉冲有相同的作用周期，但是有不同的占空比。

工作原理：开关周期起始时刻，若电压误差信号Ve(Ve＝Vref-Vo)大于设定的临界值Vref(区域1，如图3a、b所示)表明此时输出电压与基准值差距较大，需要较大的能量来减小这个差距，因此将选定第一级脉冲P₁作为控制信号；若Ve处于Vref与零之间(区域2)，表明此时输出电压略低于基准值，需要较小的能量，因此选定第二级脉冲P₂作为控制信号；若Ve处于零与-Vref之间(区域3)，表明输出电压略高于基准值，将选定第三级脉冲P₃作为控制信号；若Ve小于-Vref(区域4)，表明输出电压超出基准值较大，将选定第四级脉冲P₄作为控制信号。根据以上的原理，若干个周期的脉冲信号组成一个脉冲序列来实现对变换器的控制。

3单相三电平逆变器的工作原理及工作状态

本发明采用由二极管和飞跨电容共同实现箝位的混合箝位型单相三电平拓扑结构，相对于二极管箝位的拓扑来说，这种结构能自动使得直流侧电容的电压保持平衡。此外，这种拓扑结构不仅解决了系统的漏电流问题，而且也提高了系统的整体效率。因此，它大大简化了系统的控制方法。二极管箝位的拓扑结构无法采用载波移相的控制方法，然而我们采用二极管飞跨电容混合箝位的拓扑结构就使得这种控制方法的应用变为可能。在这里我们采用载波移相的控制方法来实现对逆变器的控制。

工作原理：采用相移载波PWM方法，该控制方式一般用在级联型多电平逆变器和飞跨电容型多电平逆变器中。如图6所示，对三电平逆变器，每相采用2个具有相同频率和相同峰峰值的三角载波与正弦波相比较；2个三角载波间相移180度。在正弦波与三角波相交时刻，如果调制波的幅值大于某个三角波的幅值，则开通相应的开关器件；反之，则关断该器件。这个相移使得产生的SPWM脉冲在相位上错开，从而使最终叠加输出的SPWM波形等效开关频率提高到原来的2倍，因此可在不提高开关频率的条件下，大大减小输出谐波。

表1输出电压与开关状态的关系

本发明的有益效果是：高增益DC-DC变换器的应用使其省去了隔离变压器，通过多级脉冲序列控制的方法对DC-DC变换器实现控制，既使系统有优越的瞬时性，简化了控制电路，又减小了直流侧输出电压的纹波，削弱了功率脉动对直流侧的影响。二极管、飞跨电容混合箝位型单相三电平逆变器不仅解决了直流侧电容电压不平衡的问题，同时还解决了系统的漏电流，提高了系统的效率。通过理论分析和仿真验证了本文所应用的系统拓扑的有效性。

附图说明

图1为本发明的结构图；

图2a，b为DC-DC变换器的等效电路在电流连续模式下的开关导通关断示意图；

图2a，b，c为DC-DC变换器的等效电路在电流断续模式下的开关导通关断示意图；

图3a为DC-DC变换器在电流连续模式下的理想波形示意图；

图3b为DC-DC变换器在电流断续模式下的理想波形示意图；

图4为多级脉冲控制信号图；

图5为四级脉冲的工作区域选定信号图；

图6为载波移相控制方法的原理图；

图7为DC-DC变换器直流侧输出电压图；

图8为逆变器直流侧两电容的电压差；

图9为逆变器的输出电压波形；

图10a为IGBT管承受的电流应力；

图10b为IGBT管承受的电压应力。

具体实施方式

下面结合附图与实施例对本发明做进一步说明。

一种两级式交流光伏模块，它包括前级的DC-DC变换器和后级的单相混合箝位型的三电平逆变器，其中DC-DC变换器由开关管M1、M2和电感L1、L2构成，DC-DC变换器的输入端与光伏电池连接，一个输出端与二极管D1连接后，与另一输出端间并联电容C0；DC-DC变换器采用多级脉冲序列方式控制输出电压；

单相混合箝位型的三电平逆变器包括由串联的二极管D2、D3以及跨接在二极管D2、D3串联电路两端的电容C3组成的单相混合箝位电路，以及由三极管Q1、Q2、Q3、Q4和电容C1、C2组成的逆变器，逆变器的输出端经电感L3输出交流电；单相混合箝位电路采用载波移相控制方式对逆变器进行控制。

所述多级脉冲序列方式控制是在连续的若干个开关周期内，根据DC-DC变换器的工作状态，通过多个不同等级的脉冲信号组成的脉冲序列来实现对电路的控制；即在开关周期起始时刻，若电压误差信号Ve大于设定的临界值Vref表明此时输出电压与基准值Vo差距较大，其中Ve＝Vref-Vo，需要较大的能量来减小这个差距，因此将选定第一级脉冲P₁作为控制信号；若Ve处于Vref与零之间，表明此时输出电压略低于基准值，需要较小的能量，因此选定第二级脉冲P₂作为控制信号；若Ve处于零与-Vref之间，表明输出电压略高于基准值，将选定第三级脉冲P₃作为控制信号；若Ve小于-Vref，表明输出电压超出基准值较大，将选定第四级脉冲P₄作为控制信号，根据以上的原理，若干个周期的脉冲信号组成一个脉冲序列来实现对变换器的控制。

所述载波移相控制方式一般用在级联型多电平逆变器和飞跨电容型多电平逆变器中。对三电平逆变器，每相采用2个具有相同频率和相同峰峰值的三角载波与正弦波相比较；2个三角载波间相移180度。这个相移使得产生的SPWM脉冲在相位上错开，从而使最终叠加输出的SPWM波形等效开关频率提高到原来的2倍，因此可在不提高开关频率的条件下，大大减小输出谐波。

仿真和实验验证：

DC-DC变换器的输入电压选取为45V，直流侧设定输出电压为360V，开关频率为40kHz，输出功率为200W。器件参数设定为：L1＝L2＝250uH；Co，C₁，C₂，C₃选用450V，470uF的电解电容；D₁，D₂，D₃选用sirectifier公司的MUR30120快恢复二极管；Q1，Q2，Q3，Q4选用仙童的SGH30N60RUFD，该种IGBT自带反并联快恢复二极管。

选定模型参数后，进行仿真测试。DC-DC变换器的输出电压仿真结果如图7所示，从图中可看出，在多级脉冲序列控制下，直流侧的输出电压稳定，具有非常小的纹波。

图8为直流侧两电容的电压差，由图可见，尽管电压有所波动，但是却以正弦波方式波动，从而维持了电压的稳定；

图9为逆变器滤波后的输出电压波形，从图中我们可以看到系统的输出电压稳定。

图10为IGBT管所承受的电流及电压应力。

Claims (3)

1.一种新的两级式交流光伏模块，其特征是，它包括前级的DC-DC变换器和后级的单相混合箝位型的三电平逆变器，其中DC-DC变换器由开关管M1、M2和电感L1、L2构成，DC-DC变换器的输入端与光伏电池连接，一个输出端与二极管D1连接后，与另一输出端间并联电容C0；DC-DC变换器采用多级脉冲序列方式控制输出电压；

单相混合箝位型的三电平逆变器包括由串联的二极管D2、D3以及跨接在二极管D2、D3串联电路两端的电容C3组成的混合箝位电路，以及由Q1、Q2、Q3、Q4四个IGBT管和电容C1、C2组成的单相逆变器，逆变器的输出端经电感L3输出交流电；单相混合箝位电路采用载波移相控制方式对逆变器进行控制。

2.如权利要求1所述的新的两级式交流光伏模块，其特征是，所述多级脉冲序列方式控制是在连续的若干个开关周期内，根据DC-DC变换器的工作状态，通过多个不同等级的脉冲信号组成的脉冲序列来实现对电路的控制；即在开关周期起始时刻，若电压误差信号Ve大于误差界值Vref表明此时输出电压与基准值Vo差距较大，其中Ve＝Vref-Vo，需要较大的能量来减小这个差距，因此将选定第一级脉冲P₁作为控制信号；若Ve处于Vref与零之间，表明此时输出电压略低于基准值，需要较小的能量，因此选定第二级脉冲P₂作为控制信号；若Ve处于零与-Vref之间，表明输出电压略高于基准值，将选定第三级脉冲P₃作为控制信号；若Ve小于-Vref，表明输出电压超出基准值较大，将选定第四级脉冲P₄作为控制信号，根据以上的原理，若干个周期的脉冲信号组成一个脉冲序列来实现对变换器的控制。

3.如权利要求1所述的新的两级式交流光伏模块，其特征是，所述载波移相控制方式为：对三电平逆变器，每相采用2个具有相同频率和相同峰峰值的三角载波与正弦波相比较；2个三角载波间相移180度；在正弦波与三角波相交时刻，如果调制波的幅值大于某个三角波的幅值，则开通相应的开关器件；反之，则关断该器件；这个相移使得产生的SPWM脉冲在相位上错开，从而使最终叠加输出的SPWM波形等效开关频率提高到原来的2倍，因此在不提高开关频率的条件下，大大减小输出谐波。

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