CN103036398B - 单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器 - Google Patents

Abstract

一种单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器电路结构，是由输入直流电源或单相交流电源、高频组合调制开关、滤波器、单相交流负载或直流负载依序级联构成，且在输入电源与高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；大升压比阻抗网络是由储能电感和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个功率二极管或一个四象限功率开关、一个储能电感、两个储能电容构成；高频组合调制开关是由两象限功率开关或四象限功率开关构成。这种变换器能将不稳定的宽变化范围低压直流电或单相交流电单级高效变换成稳定、优质单相正弦交流电或直流电，适用于中小容量电能变换场合。

Description

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器

技术领域

本发明所涉及的一种单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器，属电力电子技术。

背景技术

变换器是应用功率半导体器件将直流电或交流电变换成交流电或直流电的一种静止变流装置，供交流负载(包括与交流电网并网发电)或直流负载使用。

由于石油、煤和天然气等化石能源(不可再生能源)日益紧张、环境污染严重、全球变暖、核能生产会产生核废料和污染环境等原因，能源和环境已成为21世纪人类所面临的重大问题。太阳能、风能、氢能、潮汐能和地热能等可再生能源(绿色能源)，具有清洁无污染、廉价、可靠、丰富等优点,其开发和利用越来越受到人们的重视，这对世界各国经济的持续发展具有相当重要的意义。太阳能、氢能、潮汐能、地热能等可再生能源转化的直流电能通常是不稳定的，需要采用DC-AC变换器或DC-DC变换器将其变换成交流电能或直流电能供给负载使用(包括与交流电网并网发电)；风能等可再生能源转化的交流电能通常是变压变频的交流电，需要采用AC-DC变换器将其变换成直流电能供负载使用(如逆变器负载)；交流发电机等一次电源产生的不稳定交流电，需要采用AC-AC变换器将其变换成同频恒压的交流电能供给交流负载使用。在以直流发电机、蓄电池、太阳能电池、燃料电池、风力机、交流发电机等为主直流、主交流电源的变换场合，逆变器、直流变换器、整流器和交流变换器具有广泛的应用前景。

目前，中小容量DC-AC变换场合通常采用传统的单相电压型PWM逆变器电路结构。这类逆变器正常工作时必须满足直流侧电压大于交流侧相电压的峰值，故存在一个明显的缺陷：当直流侧电压(如光伏电池输出能力)降低时，如阴雨天或夜晚，整个发电系统将难以正常运行，系统的利用率下降。对此，常采用如下两种方法来解决：(1)前级加Boost型直流变换器或高频隔离型DC-DC变换器，增加了功率变换级数、电路复杂性、损耗和成本；(2)输出加单相工频变压器，大大增加了系统的体积、重量和成本，难以适应铜铁原材料价格急剧上涨的今天。

目前，中小容量DC-DC、AC-DC、AC-AC变换场合通常也是采用传统的PWM变换器电路结构，同样存在桥臂功率器件需设置死区或重叠时间、可靠性和输出波形质量低、升压比不够大(非隔离型)、系统的体积重量大和成本高(输入或输出加单相工频变压器)等缺陷。

因此，寻求一种桥臂无须设死区时间、高可靠性、单级电路结构的新型单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器已迫在眉睫。这对于有效地克服传统PWM变换器存在的桥臂须设死区时间、升压比不够大(非隔离型)、系统的体积重量大和成本高(输入或输出加单相工频变压器)等缺陷，提高变换系统的输出波形质量、可靠性和降低输入侧EMI，拓宽电力电子学变换技术和可再生能源发电技术理论，推动新能源发电产业的发展以及发展节能型与节约型社会均具有重要的意义。

发明内容

本发明目的是要提供一种具有大升压比、单级功率变换、功率密度高、变换效率高、输出波形质量高、可靠性高、输入电压变化范围宽、成本低、适用于中小容量变换场合等特点的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器。

本发明的技术方案1在于：一种单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器，是由输入直流电源、单相高频组合调制开关、单相滤波器和单相交流负载依序级联构成，并且在输入直流电源与单相高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个功率二极管S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，功率二极管S_j的阴极与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的正极性端相连接，储能电感L_j的另一端与储能电容C_j′的正极性端相连接，功率二极管S_j的阳极与储能电容C_j′的负极性端相连接，储能电容C_j的负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的正极性端相连接，功率二极管S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入直流电源正极性与储能电容C₁负极性的连接端和功率二极管S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和单相高频组合调制开关的正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的单相高频组合调制开关是由四个承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀＝T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为单相高频组合调制开关在一个T_S内的桥臂直通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应桥臂直通期间D₀T_S，而祛磁期间对应桥臂非直通期间(1-D₀)T_S所包括的对交流侧输出能量、桥臂直通期间外的两个零矢量期间，包括桥臂直通期间D₀T_S充磁和桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且下桥臂导通、输出电压负半周、输出电压正半周和上桥臂导通时祛磁五种工作模态，其中桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且下桥臂导通、上桥臂导通时的两种工作模态即为桥臂直通期间外的两个零矢量期间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为M/[1-(n+1)D₀]，其中M为单相高频组合调制开关的调制系数，在不同的n、M和D₀值时电压传输比存在小于、等于和大于1三种情形，当M＞1-(n+1)D₀时，取n＝2且M＞1-3D₀，电压传输比大于1，能通过增大n值来提高变换器升压比；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器采用具有大升压比阻抗网络储能电容电压U_Cn前馈控制的输出交流电压或并网电流瞬时值反馈单极性SPWM控制策略，变换器的输出交流电压或并网电流瞬时值反馈单极性SPWM控制策略用来调节调制系数M，而大升压比阻抗网络储能电容电压U_Cn前馈控制策略用来调节直通占空比D₀。

本发明的技术方案2在于：一种单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器，是由输入直流电源、高频组合调制开关、滤波器和直流负载依序级联构成，并且在输入直流电源与高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个功率二极管S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，功率二极管S_j的阴极与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的正极性端相连接，储能电感L_j的另一端与储能电容C_j′的正极性端相连接，功率二极管S_j的阳极与储能电容C_j′的负极性端相连接，储能电容C_j的负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的正极性端相连接，功率二极管S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入直流电源正极性与储能电容C₁负极性的连接端和功率二极管S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和高频组合调制开关的正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的高频组合调制开关是由一个承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀＝T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为高频组合调制开关在一个T_S内的导通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应高频组合调制开关导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应高频组合调制开关截止期间(1-D₀)T_S，包括导通期间D₀T_S充磁和截止期间(1-D₀)T_S祛磁两种工作模态；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为(1-D₀)/[1-(n+1)D₀]，不同n、D₀值时电压传输比均大于1，并且大于单级PWM直流-直流变换器的电压传输比，能通过增大n值来提高变换器的升压比。

本发明的技术方案3在于：一种单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器，是由输入单相交流电源、单相高频组合调制开关、滤波器和直流负载依序级联构成，并且在输入单相交流电源与单相高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个四象限功率开关S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，四象限功率开关S_j的一端与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的参考正极性端相连接，储能电感L_j的另一端与储能电容C_j′的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j的另一端与储能电容C_j′的参考负极性端相连接，储能电容C_j的参考负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入单相交流电源参考正极性与储能电容C₁参考负极性的连接端和四象限功率开关S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和单相高频组合调制开关的参考正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的单相高频组合调制开关是由四个承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀＝T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为单相高频组合调制开关在一个T_S内的导通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应单相高频组合调制开关的下桥臂导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应单相高频组合调制开关的桥臂交叉导通期间(1-D₀)T_S，包括输入电压正、负半周时储能电感下桥臂导通期间D₀T_S的充磁、桥臂交叉导通期间(1-D₀)T_S的祛磁四种工作模态；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为(1-D₀)/[1-(n+1)D₀]，不同n、D₀值时电压传输比均大于1，并且大于单级PWM交流-直流变换器的电压传输比，能通过增大n值来提高变换器的升压比。

本发明的技术方案4在于：一种单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器，是由输入单相交流电源、单相高频组合调制开关、单相滤波器和单相交流负载依序级联构成，并且在输入单相交流电源与单相高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个四象限功率开关S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，四象限功率开关S_j的一端与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的参考正极性端相连接，储能电感L_j的另一端与储能电容C_j′的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j的另一端与储能电容C_j′的参考负极性端相连接，储能电容C_j的参考负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入单相交流电源参考正极性与储能电容C₁参考负极性的连接端和四象限功率开关S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和单相高频组合调制开关的参考正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的单相高频组合调制开关是由一个承受双向电压应力和双向电流应力的四象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀＝T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为单相高频组合调制开关在一个T_S内的导通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应单相高频组合调制开关的导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应单相高频组合调制开关的截止期间(1-D₀)T_S，包括输入电压正、负半周时储能电感在单相高频组合调制开关导通期间D₀T_S充磁和截止期间(1-D₀)T_S祛磁四种工作模态；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为(1-D₀)/[1-(n+1)D₀]，不同n、D₀值时电压传输比均大于1，并且大于单级PWM交流-交流变换器的电压传输比，能通过增大n值来提高变换器的升压比。

本发明将“由(单相)高频组合调制开关、(单相)滤波器、(单相工频变压器)级联构成的传统单级(单相)PWM变换器电路结构或多级级联PWM变换器电路结构”构建为“由大升压比阻抗网络与依序级联的(单相)高频组合调制开关、(单相)滤波器串联构成的单级电路结构”，首次提出了单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器新概念与电路结构，即通过提供依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，利用前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入来提高变换器的升压比。通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀＝T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期时间，T₀为(单相)高频组合调制开关在一个T_S内的左桥臂或右桥臂直通时间(对于DC-AC变换)、导通时间(对于DC-DC、AC-AC变换)、下桥臂或上桥臂共同导通时间(对于AC-DC变换)。

本发明的优点在于：本发明能将不稳定的宽变化范围低压直流电或单相交流电单级变换成稳定、优质的单相正弦交流电或直流电，具有单级功率变换、功率密度高、变换效率高、升压比大、输出波形质量高、可靠性高、成本低等优点，适用于中小容量DC-AC、DC-DC、AC-DC和AC-AC电能变换场合。

附图说明

图1.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器的电路结构。

图2.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器的原理波形。

图3.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器的电路拓扑实例。

图4.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器储能电感在桥臂直通期间D₀T_S的充磁等效电路。

图5.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器储能电感在桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且下桥臂导通时的祛磁等效电路。

图6.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器储能电感在桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且输出电压负半周时的祛磁等效电路。

图7.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器储能电感在桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且输出电压正半周时的祛磁等效电路。

图8.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器储能电感在桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且上桥臂导通时的祛磁等效电路。

图9.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器的控制原理框图。

图10.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器的控制原理波形。

图11.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器的电路结构。

图12.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器的原理波形。

图13.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器的电路拓扑实例。

图14.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器储能电感在高频组合调制开关导通期间D₀T_S的充磁等效电路。

图15.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器储能电感在高频组合调制开关截止期间(1-D₀)T_S的祛磁等效电路。

图16.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器的控制原理框图。

图17.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器的控制原理波形。

图18.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器的电路结构。

图19.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器的原理波形。

图20.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器的电路拓扑实例。

图21.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器储能电感在下桥臂导通期间D₀T_S且输入电压正半周时的充磁等效电路。

图22.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器储能电感在桥臂交叉导通期间(1-D₀)T_S且输入电压正半周时的祛磁等效电路。

图23.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器储能电感在下桥臂导通期间D₀T_S且输入电压负半周时的充磁等效电路。

图24.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器储能电感在桥臂交叉导通期间(1-D₀)T_S且输入电压负半周时的祛磁等效电路。

图25.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器的控制原理框图。

图26.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器的控制原理波形。

图27.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器的电路结构。

图28.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器的原理波形。

图29.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器的电路拓扑实例。

图30.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器储能电感在高频组合调制开关导通期间D₀T_S且输入电压正半周时的充磁等效电路。

图31.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器储能电感在高频组合调制开关截止期间(1-D₀)T_S且输入电压正半周时的祛磁等效电路。

图32.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器储能电感在高频组合调制开关导通期间D₀T_S且输入电压负半周时的充磁等效电路。

图33.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器储能电感在高频组合调制开关截止期间(1-D₀)T_S且输入电压负半周时的祛磁等效电路。

图34.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器的控制原理框图。

图35.单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器的控制原理波形。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案1做进一步描述。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器，是由输入直流电源、单相高频组合调制开关、单相滤波器和单相交流负载依序级联构成，并且在输入直流电源与单相高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个功率二极管S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，功率二极管S_j的阴极与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的正极性端相连接，储能电感L_j的另一端、功率二极管S_j的阳极分别与储能电容C_j′的正、负极性端相连接，储能电容C_j的负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的正极性端相连接，功率二极管S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入直流电源正极性与储能电容C₁负极性的连接端和功率二极管S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和单相高频组合调制开关的正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的单相高频组合调制开关是由四个承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀＝T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为单相高频组合调制开关在一个T_S内的桥臂直通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应桥臂直通期间D₀T_S，而祛磁期间对应桥臂非直通期间(1-D₀)T_S所包括的对交流侧输出能量、桥臂直通期间外的两个零矢量期间，包括桥臂直通期间D₀T_S充磁和桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且下桥臂导通、输出电压负半周、输出电压正半周和上桥臂导通时祛磁五种工作模态，其中桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且下桥臂导通、上桥臂导通时的两种工作模态即为桥臂直通期间外的两个零矢量期间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为M/[1-(n+1)D₀]，其中M为单相高频组合调制开关的调制系数，在不同的n、M和D₀值时电压传输比存在小于、等于和大于1三种情形，当M＞1-(n+1)D₀时，例如取n＝2且M＞1-3D₀，电压传输比大于1，能通过增大n值来提高变换器升压比；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器采用具有大升压比阻抗网络储能电容电压前馈控制的输出电压或并网电流瞬时值反馈单极性SPWM控制策略，输出电压或并网电流瞬时值反馈单极性SPWM控制策略用来调节调制系数M，而大升压比阻抗网络储能电容电压U_Cn前馈控制策略用来调节直通占空比D₀。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器电路结构与原理波形，分别如图1、2所示。图1、2中，U_i为输入直流电压，Z_L为单相输出交流负载(包括单相交流无源负载和单相交流电网负载)，u_o、i_o分别为单相输出交流电压和交流电流。大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数，每个SLCC型二端口阻抗网络单元是由一个功率二极管S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成；单相高频组合调制开关，即单相逆变桥是由四个能承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；单相滤波器为单相LC滤波器(单相交流无源负载时)或单相LCL滤波器(单相交流电网负载时)；输入直流电源U_i与大升压比阻抗网络之间可设置或不设置输入滤波器，设置输入滤波器时能降低输入直流电流的脉动。当单相高频组合调制开关(单相逆变桥)的一个桥臂直通时，输入直流电源U_i和所有的储能电容对储能电感L₀、L₁、…L_n充磁，单相输出交流负载依靠单相滤波器维持供电；当单相高频组合调制开关(单相逆变桥)桥臂开关交叉导通时，储能电感L₀、L₁、…L_n祛磁且和输入直流电源U_i一起共同向所有的储能电容、单相交流负载供电。大升压比阻抗网络和单相高频组合调制开关(单相逆变桥)将输入直流电压U_i调制成幅值按两倍输出频率正弦包络线规律变化的高频脉冲直流电压u₁，单相高频组合调制开关(单相逆变桥)将u₁逆变成脉宽按正弦规律变化的三态调制电压波u₂，经单相滤波后在单相交流无源负载上获得高质量的单相正弦电压u_o或在单相交流电网负载上获得高质量的单相正弦电流i_o。

本发明所述的单级单相直流-交流变换器，是利用依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元并且前级二端口阻抗网络单元的输出为后级二端口阻抗网络单元的输入来提高变换器升压比的单级电路结构，与单级单相电压型PWM直流-交流变换器或多级级联PWM直流-交流变换器电路结构存在着本质上的区别。因此，本发明所述的单级单相直流-交流变换器具有新颖性和创造性，并且具有变换效率高(意味着能量损耗小)、功率密度高(意味着体积、重量小)、升压比大(意味着变化范围更宽或更低的输入直流电压可变换成所需要的单相输出交流电压或交流电流)、输出波形失真度低、可靠性高、输入电压配制灵活、成本低、应用前景广泛等优点，是一种理想的节能降耗型单相直流-交流变换器，在大力倡导建设节能型、节约型社会的今天更具有重要价值。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器电路拓扑实施例，如图3所示。图3给出的是单相LC滤波器电路，限于篇幅未给出适用于对输出波形质量要求更高的单相LCL滤波器电路；单相高频组合调制开关(单相逆变桥)选用MOSFET器件，也可选用IGBT、GTR等器件。所述直流-交流变换器能将一种不稳定的低压直流电(如蓄电池、光伏电池、燃料电池、风力机等)变换成所需的稳定、优质、高压的单相正弦交流电，广泛应用于中小容量、升压场合的民用工业单相逆变电源(如通讯逆变器和光伏并网逆变器24VDC/220V50HzAC、48VDC/220V50HzAC、96VDC/220V50HzAC)和国防工业逆变电源(如航空静止变流器27VDC/115V400HzAC)等。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应桥臂直通期间D₀T_S，而祛磁期间对应桥臂非直通期间(1-D₀)T_S(包括对交流侧输出能量、桥臂直通期间外的两个零矢量期间)。所述的直流-交流变换器储能电感在桥臂直通期间D₀T_S的充磁等效电路、桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且下桥臂导通、输出电压负半周、输出电压正半周和上桥臂导通时的祛磁等效电路，分别如图4、5、6、7、8所示。图4、5、6、7、8中，输出电压u_o的极性为参考方向，而各电流极性为实际方向。

设储能电容端电压在一个高频开关周期T_S内是恒定不变的，用U_C1、U_C2、…、U_Cn、U′_c1、U′_c2、…、U′_cn表示。由图4所示储能电感在桥臂直通期间D₀T_S的充磁等效电路可得，

$-U_i+L_0\frac{{\mathrm{di}}_{L0}}{\mathrm{dt}}-(U_{C1}^{\′}+U_{C2}^{\′}+...+U_{\mathrm{Cn}}^{\′})=0---\left(1.0\right)$

$-U_i-U_{C1}+L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}-(U_{C2}^{\′}+U_{C3}^{\′}+...+U_{\mathrm{Cn}}^{\′})=0---(1.1)$

$-U_i-U_{C1}-U_{C2}+L_2\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}-(U_{C3}^{\′}+U_{C4}^{\′}+...+U_{\mathrm{Cn}}^{\′})=0---(1.2)$

$-U_i-U_{C1}-{...-U}_{\mathrm{Cj}}+L_j\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lj}}}{\mathrm{dt}}-(U_{\mathrm{Cj}+1}^{\′}+U_{\mathrm{Cj}+2}^{\′}+...+U_{\mathrm{Cn}}^{\′})=0---(1.j)$

$-U_i-U_{C1}-U_{C2}-...-U_{\mathrm{Cn}}+L_n\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Ln}}}{\mathrm{dt}}=0---(1.n)$

式(1.0)-(1.n)中,n为大于1的自然数,j为不大于n的自然数。由图5、6、7、8所示储能电感在桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且下桥臂导通、输出电压负半周、输出电压正半周和上桥臂导通时的祛磁等效电路可得，

$L_0\frac{{\mathrm{di}}_{L0}}{\mathrm{dt}}+U_{C1}=0---\left(2.0\right)$

$L_1\frac{{\mathrm{di}}_{L1}}{\mathrm{dt}}+U_{C1}^{\′}=0---\left(2.1\right)$

$L_2\frac{{\mathrm{di}}_{L2}}{\mathrm{dt}}+U_{C2}^{\′}=0---(2.2)$

$L_j\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Lj}}}{\mathrm{dt}}+U_{\mathrm{Cj}}^{\′}=0---(2.j)$

$L_n\frac{{\mathrm{di}}_{\mathrm{Ln}}}{\mathrm{dt}}+U_{\mathrm{Cn}}^{\′}=0---(2.n)$

设单相高频组合调制开关(单相逆变桥)直流侧的电压幅值为U₁，可得补充方程

U_i+U_C1+U′_C1+U′_C2+…+U′_Cn＝U₁       (3.1)

U_i+U_C1+U_C2+U′_C2+U′_C3+…+U′_Cn＝U₁     (3.2)

U_i+U_C1+…+U_Cj+U′_Cj+U′_Cj+1+…+U′_Cn＝U₁      (3.j)

U_i+U_C1+U_C2+…+U_Cn+U′_Cn＝U₁          (3.n)

根据状态空间平均法，式(1)×D₀+式(2)×(1-D₀)，令联合式(3)得，大升压比阻抗网络储能电容电压值U_C1、U_C2、…、U_Cn、U′_c1、U′_c2、…、U′_cn为

$U_{c1}=U_{c2}=...=U_{\mathrm{cn}}=U_{c1}^{\′}=U_{c2}^{\′}=...=U_{\mathrm{cn}}^{\′}=\frac{D_0}{1-(n+1)D_0}{U}_i---\left(4\right)$

单相高频组合调制开关(单相逆变桥)直流侧的电压幅值U₁为

$U_1=\frac{1}{1-(n+1)D_0}{U}_i---\left(5\right)$

式(5)中，(n+1)D₀＜1，即D₀＜1/(n+1)。设单相高频组合调制开关(单相逆变桥)的调制系数为M(0＜M≤1-D₀)，则单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器的电压传输比为

$\frac{u_o}{U_i}=\frac{u_o}{U_1}\frac{U_1}{U_i}=M\frac{1}{1-(n+1)D_0}---\left(6\right)$

由式(6)可知，所述单级单相直流-交流变换器的电压传输比大于传统单级电压型PWM直流-交流变换器的电压传输比M，且在不同的n、M和D₀值时电压传输比存在小于、等于和大于1三种情形。当M＞1-(n+1)D₀时，例如取n＝2且M＞1-3D₀，可以实现所述变换器的电压传输比大于1，从而体现出这种变换器的优越性，特别是可以通过增大n值来提高变换器的升压比，故称其为单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-交流变换器只有单级功率变换环节，其控制系统需要实现大升压比阻抗网络的储能电容电压和输出电压(并网电流)的控制，光伏电池供电时还需要实现光伏电池的最大功率点跟踪控制MPPT。因此，这种单级单相直流-交流变换器采用具有大升压比阻抗网络储能电容电压前馈控制的输出电压(并网电流)瞬时值反馈单极性SPWM控制策略，如图9、10所示。输出电压u_o(并网电流i_o)瞬时值反馈单极性SPWM控制策略用来调节变换系统的调制比M，而大升压比阻抗网络储能电容电压U_Cn前馈控制策略用来调节变换系统的直通占空比D₀。

输出电压反馈信号u_of与基准电压u_r比较、误差放大后得到信号u_e(表征正弦调制比信号M),储能电容电压反馈信号U_Cnf与储能电容电压基准信号U_Cnr比较、误差放大后得到信号u_d(表征直通占空比信号D₀)；u_e、u_d及其反相信号分别与三角形载波u_c交截并经适当的逻辑电路后输出单相高频组合调制开关(单相逆变桥)S₁′、S₃′、S₂′、S₄′的控制信号。当输入电压U_i变化时，通过调节直通占空比信号D₀来实现储能电容电压U_Cn的稳定；当输出负载Z_L发生变化时，通过调节正弦调制比信号M来实现输出电压u_o的稳定。因此，所述的单级单相直流-交流变换器采用具有大升压比阻抗网络储能电容电压前馈控制的输出电压(并网电流)瞬时值反馈单极性SPWM控制策略是切实可行的。

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案2做进一步描述。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器，是由输入直流电源、高频组合调制开关、滤波器和直流负载依序级联构成，并且在输入直流电源与高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个功率二极管S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，功率二极管S_j的阴极与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的正极性端相连接，储能电感L_j的另一端、功率二极管S_j的阳极分别与储能电容C_j′的正、负极性端相连接，储能电容C_j的负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的正极性端相连接，功率二极管S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入直流电源正极性与储能电容C₁负极性的连接端和功率二极管S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和高频组合调制开关的正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的高频组合调制开关是由一个承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀＝T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为高频组合调制开关在一个T_S内的导通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应高频组合调制开关导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应高频组合调制开关截止期间(1-D₀)T_S，包括导通期间D₀T_S充磁和截止期间(1-D₀)T_S祛磁两种工作模态；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为(1-D₀)/[1-(n+1)D₀]，不同n、D₀值时电压传输比均大于1，并且大于单级PWM直流-直流变换器的电压传输比，能通过增大n值来提高变换器的升压比。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器电路结构与原理波形，分别如图11、12所示。图11、12中，U_i为输入直流电压，Z_L为输出直流负载，U_o、I_o分别为输出直流电压和直流电流。大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数，每个SLCC型二端口阻抗网络单元是由一个功率二极管S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成；高频组合调制开关，是由一个能承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；输出滤波器为LC滤波器；输入直流电源U_i与大升压比阻抗网络之间可设置或不设置输入滤波器，设置输入滤波器时能降低输入直流电流的脉动。当高频组合调制开关导通时，输入直流电源U_i和所有的储能电容对储能电感L₀、L₁、…L_n充磁，输出直流负载依靠输出滤波器维持供电；当高频组合调制开关截止时，储能电感L₀、L₁、…L_n祛磁且和输入直流电源U_i一起共同向所有的储能电容、输出直流负载供电。大升压比阻抗网络和高频组合调制开关将输入直流电压U_i调制成高频脉冲直流电压u₁和u₂，经滤波后在输出直流负载上获得平滑的直流电压U_o。

本发明所述的单级直流-直流变换器，是利用依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元并且前级二端口阻抗网络单元的输出为后级二端口阻抗网络单元的输入来提高变换器升压比的单级电路结构，与传统的单级PWM直流-直流变换器电路结构存在着本质上的区别。因此，本发明所述的单级直流-直流变换器具有新颖性和创造性，并且具有变换效率高(意味着能量损耗小)、功率密度高(意味着体积、重量小)、升压比大(意味着变化范围更宽或更低的输入直流电压可变换成所需要的输出直流电压)、输出电压纹波小、可靠性高、输入电压配制灵活、成本低、应用前景广泛等优点，是一种理想的节能降耗型直流-直流变换器，在大力倡导建设节能型、节约型社会的今天更具有重要价值。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器电路拓扑实施例，如图13所示。图13中，输出滤波器选用的是LC滤波器电路；高频组合调制开关S₁′选用MOSFET器件，也可选用IGBT、GTR等器件。所述的单级直流-直流变换器能将一种不稳定的低压直流电(如蓄电池、光伏电池、燃料电池、风力机等)变换成所需的稳定、优质的高压直流电，广泛应用于中小容量、升压场合的民用工业直流电源(如通讯直流变换器和光伏直流变换器24VDC/220VDC、48VDC/380VDC、96VDC/380VDC)和国防工业直流电源(如航空直流变换器27VDC/270VDC)等。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应高频组合调制开关S₁′导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应高频组合调制开关S₁′截止期间(1-D₀)T_S(即对输出侧输出能量期间)。所述的直流-直流变换器储能电感在高频组合调制开关S₁′导通期间D₀T_S的充磁等效电路和截止期间(1-D₀)T_S的祛磁等效电路，分别如图14、15所示。

设储能电容端电压在一个高频开关周期T_S内是恒定不变的，用U_C1、U_C2、…、U_Cn、U′_c1、U′_c2、…、U′_cn表示。由图14所示储能电感在高频组合调制开关S₁′导通期间D₀T_S的充磁等效电路可得式(1.0)-(1.n)；由图15所示储能电感在高频组合调制开关S₁′截止期间(1-D₀)T_S的祛磁等效电路可得式(2.0)-(2.n)；设高频组合调制开关S₁′截止期间(1-D₀)T_S的电压幅值为U₁(U₂)，可得补充方程式(3.1)-(3.n)；根据状态空间平均法，式(1)×D₀+式(2)×(1-D₀)，令联合式(3)得，大升压比阻抗网络储能电容电压值U_C1、U_C2、…、U_Cn、U′_c1、U′_c2、…、U′_cn由式(4)表示；高频组合调制开关S₁′截止期间(1-D₀)T_S的电压幅值U₁(U₂)由式(5)表示。根据输出滤波电感稳态时伏秒平衡原理，可得

(U₁-U₀)(1-D₀)T_S＝U₀D₀T_S       (7)

即

U₀＝U₁(1-D₀)＝U₂(1-D₀)    (8)

因此，单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器的电压传输比为

$\frac{U_o}{U_i}=\frac{U_o}{U_1}\frac{U_1}{U_i}=(1-D_0)\frac{1}{1-(n+1)D_0}---\left(9\right)$

由式(9)可知，所述单级直流-直流变换器的电压传输比在不同n、D₀值时均大于1，并且大于传统单级PWM直流-直流变换器的电压传输比D₀(Buck型)、1/(1-D₀)(Boost型)、D₀/(1-D₀)(Buck-Boost型)。特别是，可以通过增大n值来提高变换器的升压比，故称其为单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源直流-直流变换器只有单级功率变换环节，其控制系统需要实现输出电压的控制，光伏电池供电时还需要实现光伏电池的最大功率点跟踪控制MPPT。因此，这种单级直流-直流变换器采用输出电压反馈的PWM控制策略，如图16、17所示。输出电压反馈信号U_of与基准电压U_r比较、误差放大后得到信号U_e,U_e与三角形载波u_c交截后输出高频组合调制开关S₁′的控制信号。当输入电压U_i或负载Z_L变化时，通过调节导通占空比D₀来实现输出电压U_o的稳定。因此，所述单级直流-直流变换器采用输出电压反馈的PWM控制策略是切实可行的。

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案3做进一步描述。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器，是由输入单相交流电源、单相高频组合调制开关、滤波器和直流负载依序级联构成，并且在输入单相交流电源与单相高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个四象限功率开关S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，四象限功率开关S_j的一端与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j的另一端、储能电感L_j的另一端分别与储能电容C_j′的参考正、负极性端相连接，储能电容C_j的参考负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入单相交流电源参考正极性与储能电容C₁参考负极性的连接端和四象限功率开关S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和单相高频组合调制开关的参考正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的单相高频组合调制开关是由四个承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀＝T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为单相高频组合调制开关在一个T_S内的导通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应单相高频组合调制开关的下桥臂导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应单相高频组合调制开关的桥臂交叉导通期间(1-D₀)T_S，包括输入电压正、负半周时储能电感下桥臂导通期间D₀T_S的充磁、桥臂交叉导通期间(1-D₀)T_S的祛磁四种工作模态；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为(1-D₀)/[1-(n+1)D₀]，不同n、D₀值时电压传输比均大于1，并且大于单级PWM交流-直流变换器的电压传输比，能通过增大n值来提高变换器的升压比。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器电路结构与原理波形，分别如图18、19所示。图18、19中，u_i为输入单相交流电压，Z_L为输出直流负载，U_o、I_o分别为输出直流电压和直流电流，大升压比阻抗网络中储能电容的符号“+”表示储能电容电压的参考正极性端。大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成,其中n为大于1的自然数,每个SLCC型二端口阻抗网络单元是由一个四象限功率开关S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成；单相高频组合调制开关，即单相整流桥是由四个能承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；输出滤波器为LC滤波器；输入交流电源u_i与大升压比阻抗网络之间可设置或不设置输入滤波器，设置输入滤波器时能降低输入交流电流的谐波含量。当单相高频组合调制开关(单相整流桥)的下桥臂导通时，输入交流电源u_i和所有的储能电容对储能电感L₀、L₁、…L_n充磁，输出直流负载依靠滤波器维持供电；当单相高频组合调制开关(单相整流桥)桥臂开关交叉导通时，储能电感L₀、L₁、…L_n祛磁且和输入交流电源u_i一起共同向所有的储能电容、直流负载供电。大升压比阻抗网络和单相高频组合调制开关(单相整流桥)将输入交流电压u_i调制成幅值按一倍输入频率正弦包络线规律变化、脉宽按正弦规律变化的三态SPWM波u₁，单相高频组合调制开关(单相整流桥)将u₁整流成幅值按二倍输入频率正弦包络线规律变化、脉宽按正弦规律变化的高频脉冲直流电压波u₂，经输出滤波后在直流负载上获得高质量的直流电压U_o。

本发明所述的单级单相交流-直流变换器，是利用依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元并且前级二端口阻抗网络单元的输出为后级二端口阻抗网络单元的输入来提高变换器升压比的单级电路结构，与传统的单级单相PWM交流-直流变换器(无论是否添加单相输入工频变压器)电路结构存在着本质上的区别。因此，本发明所述的单级单相交流-直流变换器具有新颖性和创造性，并且具有变换效率高(意味着能量损耗小)、功率密度高(意味着体积、重量小)、升压比大(意味着变化范围更宽或更低的单相输入交流电压可变换成所需的输出直流电压)、输入电流波形畸变小、输出电压波形纹波小、可靠性高、输入电压配制灵活、成本低、应用前景广泛等优点，是一种理想的节能降耗型单相交流-直流变换器，在大力倡导建设节能型、节约型社会的今天更具有重要价值。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器电路拓扑实施例，如图20所示。图20中，输出滤波器为LC滤波电路；单相高频组合调制开关(单相整流桥)选用MOSFET器件，也可选用IGBT、GTR等器件；大升压比阻抗网络中储能电容的符号“+”表示储能电容电压的参考正极性端。所述的单级单相交流-直流变换器能将一种不稳定的低压交流电(如风力机、地面交流电源和航空交流电源等)变换成所需的稳定、优质、高压直流电，广泛应用于中小容量、升压场合的民用工业单相整流电源(如通讯整流器和风力发电整流器220V50HzAC/380VDC、变频交流电压/380VDC)和国防工业整流电源(如航空整流器115V400HzAC/270VDC)等。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应下桥臂导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应桥臂交叉导通期间(1-D₀)T_S(对直流侧输出能量期间)。所述的单级单相交流-直流变换器在输入电压正、负半周时储能电感下桥臂导通期间D₀T_S的充磁等效电路、桥臂交叉导通期间(1-D₀)T_S的祛磁等效电路，分别如图21、22、23、24所示。图21、22、23、24中，输入电压u_i和大升压比阻抗网络中储能电容电压的极性均为参考极性，而各电流极性为实际方向。

设储能电容端电压在一个高频开关周期T_S内是恒定不变的，用U_C1、U_C2、…、U_Cn、U′_c1、U′_c2、…、U′_cn表示。由图21、23所示储能电感在高频组合调制开关S₃′、S₄′、S₁′(S₂′)导通期间D₀T_S的充磁等效电路可得式(1.0)-(1.n)；由图22、24所示储能电感在高频组合调制开关S₁′、S₄′(S₂′、S₃′)导通期间(1-D₀)T_S的祛磁等效电路可得式(2.0)-(2.n)；设高频组合调制开关S₁′、S₄′(S₂′、S₃′)导通期间(1-D₀)T_S的电压幅值为U₁，可得补充方程式(3.1)-(3.n)；根据状态空间平均法，式(1)×D₀+式(2)×(1-D₀)，令联合式(3)得，大升压比阻抗网络储能电容电压值U_C1、U_C2、…、U_Cn、U′_c1、U′_c2、…、U′_cn由式(4)表示；高频组合调制开关(单相整流桥)交流侧的电压幅值U₁和直流侧的电压幅值U₂由式(5)表示。根据输出滤波电感稳态时伏秒平衡原理，可得

(U₂-U₀)(1-D₀)T_S＝U₀D₀T_S       (10)

即

U₀＝U₂(1-D₀)＝U₁(1-D₀)       (11)

因此，单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器的电压传输比为

$\frac{U_o}{U_i}=\frac{U_o}{U_1}\frac{U_1}{U_i}=(1-D_0)\frac{1}{1-(n+1)D_0}---\left(12\right)$

由式(12)可知，所述的单级单相交流-直流变换器的电压传输比在不同n、D₀值时均大于1，并且大于传统单级PWM交流-直流变换器的电压传输比D₀(Buck型)、1/(1-D₀)(Boost型)。特别是，可以通过增大n值来提高变换器的升压比，故称其为单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-直流变换器只有单级功率变换环节，其控制系统需要实现大升压比阻抗网络的储能电容电压和输出直流电压的控制，风力发电时还需要实现风力机的最大功率点跟踪控制MPPT。因此，这种单级单相交流-直流变换器采用输出直流电压外环、大升压比阻抗网络储能电容电压内环控制的双环SPWM控制策略，如图25、26所示。

输出电压反馈信号U_of与基准电压U_r比较、误差放大后的信号作为内环的基准信号U_Cnr,储能电容电压反馈信号U_Cnf经绝对值电路后与基准信号U_Cnr比较、误差放大得到信号u_e，u_e与三角形载波u_c交截得到的信号与输入电压极性选择信号经适当的逻辑电路后输出单相高频组合调制开关(单相整流桥)S₁′、S₃′、S₂′、S₄′和大升压比阻抗网络的四象限功率开关S₁、S₂、…、S_n的控制信号。当输入电压u_i或输出负载Z_L变化时，通过调节占空比信号D₀来实现输出电压U_o的稳定。因此，所述的单级单相交流-直流变换器采用输出直流电压外环、大升压比阻抗网络储能电容电压内环控制的双环SPWM控制策略是切实可行的。

下面结合附图及实施例对本发明的技术方案4做进一步描述。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器，是由输入单相交流电源、单相高频组合调制开关、单相滤波器和单相交流负载依序级联构成，并且在输入单相交流电源与单相高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个四象限功率开关S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，四象限功率开关S_j的一端与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j的另一端、储能电感L_j的另一端分别与储能电容C_j′的参考正、负极性端相连接，储能电容C_j的参考负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入单相交流电源参考正极性与储能电容C₁参考负极性的连接端和四象限功率开关S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和单相高频组合调制开关的参考正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的单相高频组合调制开关是由一个承受双向电压应力和双向电流应力的四象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀＝T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为单相高频组合调制开关在一个T_S内的导通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应单相高频组合调制开关的导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应单相高频组合调制开关的截止期间(1-D₀)T_S，包括输入电压正、负半周时储能电感在单相高频组合调制开关导通期间D₀T_S充磁和截止期间(1-D₀)T_S祛磁四种工作模态；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为(1-D₀)/[1-(n+1)D₀]，不同n、D₀值时电压传输比均大于1，并且大于单级PWM交流-交流变换器的电压传输比，能通过增大n值来提高变换器的升压比。。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器电路结构与原理波形，分别如图27、28所示。图27、28中，u_i为输入单相交流电压，Z_L为单相输出交流负载(包括单相交流无源负载和单相交流电网负载)，u_o、i_o分别为单相输出交流电压和交流电流，大升压比阻抗网络中储能电容的符号“+”表示储能电容电压的参考正极性端。大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数，每个SLCC型二端口阻抗网络单元是由一个四象限功率开关S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成；单相高频组合调制开关，是由一个能承受双向电压应力和双向电流应力的四象限功率开关构成；单相滤波器为单相LC滤波器(单相交流无源负载时)或单相LCL滤波器(单相交流电网负载时)；输入交流电源u_i与大升压比阻抗网络之间可设置或不设置输入滤波器，设置输入滤波器时能降低输入交流电流的谐波含量。当单相高频组合调制开关导通时，输入交流电源u_i和所有的储能电容对储能电感L₀、L₁、…L_n充磁，输出交流负载依靠滤波器维持供电；当单相高频组合调制开关截止时，储能电感L₀、L₁、…L_n祛磁且和输入交流电源u_i一起共同向所有的储能电容、交流负载供电。大升压比阻抗网络和单相高频组合调制开关将输入交流电压u_i调制成幅值按一倍输入频率正弦包络线规律变化、脉宽基本相同的三态SPWM波u₁(u₂)，经输出滤波后在交流负载上获得高质量的正弦电压u_o。

本发明所述的单级单相交流-交流变换器，是利用依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元并且前级二端口阻抗网络单元的输出为后级二端口阻抗网络单元的输入来提高变换器升压比的单级电路结构，与传统的单级单相PWM交流-交流变换器(无论是否添加单相输入或输出工频变压器)电路结构存在着本质上的区别。因此，本发明所述的单级单相交流-交流变换器具有新颖性和创造性，且具有变换效率高(意味着能量损耗小)、功率密度高(意味着体积、重量小)、升压比大(意味着变化范围更宽或更低的单相输入交流电压可变换成所需要的单相输出交流电压)、网侧功率因数高、输出电压THD小、可靠性高、输入电压配制灵活、成本低、应用前景广泛等优点，是一种理想的节能降耗型单相交流-交流变换器，在大力倡导建设节能型、节约型社会的今天更具有重要价值。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器电路拓扑实施例，如图29所示。图29给出的是单相LC滤波器电路，限于篇幅未给出适用于对输出波形质量要求更高的单相LCL滤波器电路；单相高频组合调制开关选用MOSFET器件，也可选用IGBT、GTR等器件；大升压比阻抗网络中储能电容的符号“+”表示储能电容电压的参考正极性端。所述的交流-交流变换器能将一种不稳定的单相低压交流电(如风力机、地面交流电源和航空交流电源等)变换成所需的稳定、优质、高压单相交流电，广泛应用于中小容量、升压场合的民用工业单相交流稳压和变压电源(如电子变压器110V50HzAC/220V50HzAC)和国防工业交流稳压和变压电源(如航空电子变压器36V400HzAC/115V400HzAC)等。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应单相高频组合调制开关导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应单相高频组合调制开关截止期间(1-D₀)T_S(对负载侧输出能量期间)。所述的交流-交流变换器在输入(输出)电压正、负半周情况下储能电感在单相高频组合调制开关导通期间D₀T_S的充磁等效电路、截止期间(1-D₀)T_S的祛磁等效电路，分别如图30、31、32、33所示。图30、31、32、33中，输入电压u_i和大升压比阻抗网络中储能电容电压的极性均为参考极性，而各电流极性为实际方向。

设储能电容端电压在一个高频开关周期T_S内是恒定不变的，用U_C1、U_C2、…、U_Cn、U′_c1、U′_c2、…、U′_cn表示。由图30、32所示储能电感在单相高频组合调制开关S₁′导通期间D₀T_S的充磁等效电路可得式(1.0)-(1.n)；由图31、33所示储能电感在单相高频组合调制开关S₁′截止期间(1-D₀)T_S的祛磁等效电路可得式(2.0)-(2.n)；设单相高频组合调制开关S₁′截止期间(1-D₀)T_S的电压幅值为U₁(U₂)，可得补充方程式(3.1)-(3.n)；根据状态空间平均法，式(1)×D₀+式(2)×(1-D₀)，令联合式(3)得，大升压比阻抗网络储能电容电压值U_C1、U_C2、…、U_Cn、U′_c1、U′_c2、…、U′_cn由式(4)表示；单相高频组合调制开关S₁′截止时的电压幅值U₁(U₂)由式(5)表示。根据输出滤波电感稳态时伏秒平衡原理，可得

(U₂-U₀)(1-D₀)T_S＝U₀D₀T_S       (13)

即

U₀＝U₂(1-D₀)＝U₁(1-D₀)     (14)

因此，单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器的电压传输比为

$\frac{U_o}{U_i}=\frac{U_o}{U_1}\frac{U_1}{U_i}=(1-D_0)\frac{1}{1-(n+1)D_0}---\left(15\right)$

由式(15)可知，所述的单级单相交流-交流变换器的电压传输比在不同n、D₀值时均大于1，并且大于传统单级PWM交流-交流变换器的电压传输比D₀(Buck型)、1/(1-D₀)(Boost型)、D₀/(1-D₀)(Buck-Boost型)。特别是，可以通过增大n值来提高变换器的升压比，故称其为单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器。

单级单相大升压比串联电压型准阻抗源交流-交流变换器只有单级功率变换环节，其控制系统需要实现输出交流电压的控制，风力发电时还需要实现风力机的最大功率点跟踪控制MPPT。因此，这种单级单相交流-交流变换器采用输出交流电压瞬时值反馈PWM控制策略，如图34、35所示。

输出电压反馈信号u_of与基准电压u_r比较、误差放大、取绝对值后得到信号u_e，u_e与三角形载波u_c交截得到的信号及其反相信号分别作为单相高频组合调制开关S₁′和大升压比阻抗网络的四象限功率开关S₁、S₂、…、S_n的控制信号。当输入电压u_i或输出负载Z_L变化时，通过调节占空比信号D₀来实现输出电压u_o的稳定。因此，所述的单级单相交流-交流变换器采用输出交流电压瞬时值反馈PWM控制策略是切实可行的。

Claims (4)

1.一种单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器，其特征在于：这种变换器电路结构是由输入直流电源、单相高频组合调制开关、单相滤波器和单相交流负载依序级联构成，并且在输入直流电源与单相高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个功率二极管S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，功率二极管S_j的阴极与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的正极性端相连接，储能电感L_j的另一端与储能电容C_j′的正极性端相连接，功率二极管S_j的阳极与储能电容C_j′的负极性端相连接，储能电容C_j的负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的正极性端相连接，功率二极管S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入直流电源正极性与储能电容C₁负极性的连接端和功率二极管S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和单相高频组合调制开关的正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的单相高频组合调制开关是由四个承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀=T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为单相高频组合调制开关在一个T_S内的桥臂直通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应桥臂直通期间D₀T_S，而祛磁期间对应桥臂非直通期间(1-D₀)T_S所包括的对交流侧输出能量、桥臂直通期间外的两个零矢量期间，包括桥臂直通期间D₀T_S充磁和桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且下桥臂导通、输出电压负半周、输出电压正半周和上桥臂导通时祛磁五种工作模态，其中桥臂非直通期间(1-D₀)T_S且下桥臂导通、上桥臂导通时的两种工作模态即为桥臂直通期间外的两个零矢量期间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为                                               ，其中M为单相高频组合调制开关的调制系数，在不同的n、M和D₀值时电压传输比存在小于、等于和大于1三种情形，能通过增大n值来提高变换器升压比；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器采用具有大升压比阻抗网络储能电容电压U_Cn前馈控制的输出交流电压或并网电流瞬时值反馈单极性SPWM控制策略，变换器的输出交流电压或并网电流瞬时值反馈单极性SPWM控制策略用来调节调制系数M，而大升压比阻抗网络储能电容电压U_Cn前馈控制策略用来调节充磁占空比D₀。

2. 一种单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器，其特征在于：这种变换器电路结构是由输入直流电源、高频组合调制开关、滤波器和直流负载依序级联构成，并且在输入直流电源与高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个功率二极管S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，功率二极管S_j的阴极与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的正极性端相连接，储能电感L_j的另一端与储能电容C_j′的正极性端相连接，功率二极管S_j的阳极与储能电容C_j′的负极性端相连接，储能电容C_j的负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的正极性端相连接，功率二极管S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入直流电源正极性与储能电容C₁负极性的连接端和功率二极管S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和高频组合调制开关的正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的高频组合调制开关是由一个承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀=T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为高频组合调制开关在一个T_S内的导通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应高频组合调制开关导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应高频组合调制开关截止期间(1-D₀)T_S，包括导通期间D₀T_S充磁和截止期间(1-D₀)T_S祛磁两种工作模态；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为，不同n、D₀值时电压传输比均大于1，并且大于单级PWM直流-直流变换器的电压传输比，能通过增大n值来提高变换器的升压比。

3.一种单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器，其特征在于：这种变换器电路结构是由输入单相交流电源、单相高频组合调制开关、滤波器和直流负载依序级联构成，并且在输入单相交流电源与单相高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个四象限功率开关S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，四象限功率开关S_j的一端与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的参考正极性端相连接，储能电感L_j的另一端与储能电容C_j′的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j的另一端与储能电容C_j′的参考负极性端相连接，储能电容C_j的参考负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入单相交流电源参考正极性与储能电容C₁参考负极性的连接端和四象限功率开关S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和单相高频组合调制开关的参考正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的单相高频组合调制开关是由四个承受单向电压应力和双向电流应力的两象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀=T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为单相高频组合调制开关在一个T_S内的导通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应单相高频组合调制开关的下桥臂导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应单相高频组合调制开关的桥臂交叉导通期间(1-D₀)T_S，包括输入电压正、负半周时储能电感下桥臂导通期间D₀T_S的充磁、桥臂交叉导通期间(1-D₀)T_S的祛磁四种工作模态；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为，不同n、D₀值时电压传输比均大于1，并且大于单级PWM交流-直流变换器的电压传输比，能通过增大n值来提高变换器的升压比。

4.一种单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器，其特征在于：这种变换器电路结构是由输入单相交流电源、单相高频组合调制开关、单相滤波器和单相交流负载依序级联构成，并且在输入单相交流电源与单相高频组合调制开关之间串联有大升压比阻抗网络；所述的大升压比阻抗网络是由储能电感L₀和依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元级联构成，其中n为大于1的自然数；每个SLCC型二端口阻抗网络单元，是由一个四象限功率开关S_j、一个储能电感L_j、两个储能电容C_j和C_j′构成，四象限功率开关S_j的一端与储能电感L_j的一端、储能电容C_j的参考正极性端相连接，储能电感L_j的另一端与储能电容C_j′的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j的另一端与储能电容C_j′的参考负极性端相连接，储能电容C_j的参考负极性端与相邻的前级SLCC型二端口阻抗网络单元中同一位置的储能电容的参考正极性端相连接，四象限功率开关S_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考负极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输入端口，储能电感L_j与储能电容C_j′的连接端和储能电容C_j的参考正极性端构成了第j个SLCC型二端口阻抗网络单元的输出端口，输入单相交流电源参考正极性与储能电容C₁参考负极性的连接端和四象限功率开关S₁与储能电容C₁′的连接端之间连接有储能电感L₀，储能电感L_n与储能电容C_n′的连接端和单相高频组合调制开关的参考正母线端相连接，其中j为不大于n的自然数；所述的单相高频组合调制开关是由一个承受双向电压应力和双向电流应力的四象限功率开关构成；所述的依序级联的n个相同的SLCC型二端口阻抗网络单元，前级SLCC型二端口阻抗网络单元的输出作为后级SLCC型二端口阻抗网络单元的输入，通过调节SLCC型二端口阻抗网络单元的阶数n和变换器储能电感的充磁占空比D₀=T₀/T_S来实现变换器升压比的调节，其中T_S为高频开关周期，T₀为单相高频组合调制开关在一个T_S内的导通时间；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的每个储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁和祛磁各一次，充磁期间对应单相高频组合调制开关的导通期间D₀T_S，而祛磁期间对应单相高频组合调制开关的截止期间(1-D₀)T_S，包括输入电压正、负半周时储能电感在单相高频组合调制开关导通期间D₀T_S充磁和截止期间(1-D₀)T_S祛磁四种工作模态；所述的单级单相大升压比串联电压型准阻抗源变换器的电压传输比为，不同n、D₀值时电压传输比均大于1，并且大于单级PWM交流-交流变换器的电压传输比，能通过增大n值来提高变换器的升压比。