CN102176643B - 单级三相大升压比电流型逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种单级三相大升压比电流型逆变器，属电力电子技术。该逆变器是由带中心抽头的储能电感、三相逆变桥和三相滤波器依序级联构成，并且在储能电感的中心抽头与输入直流供电电源之间连接有储能开关，所述的输入直流供电电源、储能电感和储能开关构成充磁回路；所述的三相逆变桥是由承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成。所述逆变器能够将不稳定的直流电变换成稳定、优质的三相正弦交流电，具有单级功率变换、功率密度高、变换效率高、升压比大、输出波形失真度低、过载和短路时可靠性高、成本低等优点，适用于升压、中大容量三相无源和并网逆变场合；随着双向可阻断IGBT等新型器件的出现，其更加显示出独特的优势。

Description

单级三相大升压比电流型逆变器

技术领域

本发明所涉及的一种单级三相大升压比电流型逆变器，属电力电子技术。

背景技术

逆变器是应用功率半导体器件将直流电变换成交流电的一种静止变流装置，供交流负载使用或与公共电网并网发电。

由于石油、煤和天然气等化石能源（不可再生能源）日益紧张、环境污染严重、全球变暖、核能生产会产生核废料和污染环境等原因，能源和环境已成为21世纪人类所面临的重大问题。太阳能、风能、潮汐能和地热能等可再生能源（绿色能源），具有清洁无污染、廉价、可靠、丰富等优点, 开发和利用可再生能源越来越受到人们的重视，这对世界各国经济的持续发展具有相当重要的意义。太阳能、风能、氢能、潮汐能、地热能等可再生能源转化的直流电能通常是不稳定的，需要采用逆变器将其变换成交流电能供给负载使用或与公共电网并网发电。在以直流发电机、蓄电池、太阳能电池、燃料电池、风力机等为主直流电源的逆变场合，逆变器具有广泛的应用前景。

目前在中大容量的逆变场合，通常采用单级三相电压型（Buck型）逆变器电路结构。这类逆变器正常工作时必须满足直流侧电压大于交流侧线电压的峰值，故存在一个明显的缺陷：当直流侧电压（如光伏电池输出能力）降低时，如阴雨天或夜晚，整个发电系统将停止运行，系统的利用率下降。对此，常采用如下两种方法来解决这—问题：（1）前级加Boost型直流变换器，从而构成两级功率变换的电路结构，增加了电路的复杂性、损耗和成本；（2）输出加三相工频变压器，从而大大增加了系统的体积、重量和成本，特别难以适应铜铁原材料价格急剧上涨的今天。

因此，寻求一种具有单级电路结构的三相大升压比电流型（Boost型）逆变器已迫在眉睫。这对于有效克服单级三相电压型（Buck型）逆变器无法直接应用于三相升压逆变场合的缺陷、提高逆变系统的过载和短路能力及寿命、降低输入直流侧电磁干扰、拓宽电力电子学逆变技术和可再生能源发电技术理论、推动新能源发电产业的发展、发展节能型与节约型社会均具有重要的意义。

发明内容

本发明目的是要提供一种具有大升压比、单级功率变换、变换效率高、成本低、过载和短路时可靠性高、输出容量大、应用前景广泛等等优点的单级三相大升压比电流型（Boost型）逆变器。

本发明的技术方案在于：一种单级三相大升压比电流型逆变器，其特征在于：这种逆变器是由带中心抽头的储能电感L、三相逆变桥和三相滤波器依序级联构成，并且在储能电感L的中心抽头与输入直流供电电源U_i之间连接有储能开关，输入直流供电电源U_i、储能电感L中心抽头的左侧部分电感L₁和储能开关构成充磁回路，输入直流供电电源U_i、储能电感L和三相逆变桥中线电压瞬时值不小于                                               

的任一线电压回路构成祛磁回路，其中U_p为三相输出相电压的有效值；所述祛磁回路在一个高频开关周期内存在两种不同的等效电路，在一个低频输出周期内存在六种不同的等效电路；所述的三相逆变桥是由承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成，所述的三相逆变桥功率开关的高频开关频率是所述的储能开关高频开关频率的一半；所述的逆变器采用输入电流或电压瞬时值前馈控制策略，或采用输出电压或电流瞬时值反馈控制策略；所述逆变器的电压传输比为

，其中d为按正弦规律变化的逆变器占空比，N₁、N₂分别为储能电感L的中心抽头左侧和右侧部分线圈的匝数，所述逆变器能够将一种不稳定的低压直流电单级升压变换成稳定、优质的三相正弦交流电。

本发明将“由三相逆变桥和三相LC滤波器依序级联构成的传统单级三相电压型（Buck型）逆变器电路结构”构建为“由带中心抽头的储能电感、三相逆变桥和三相滤波器依序级联构成、并且在储能电感的中心抽头与输入直流供电电源之间连接有储能开关的单级电路结构”，首次提出了单级三相大升压比电流型（Boost型）逆变器新概念与电路结构，即通过提供电感L₁（对应绕组N₁）的储能回路和电感L（对应绕组N₁+N₂）的释能回路，利用储能回路电感L₁（对应绕组N₁）小于释能回路电感L（对应绕组N₁+ N₂）来提高逆变器的升压比。通过调节储能电感的中心抽头位置（即可调节绕组匝数N₁和N₂的大小）和逆变器的占空比，可实现升压比的调节。

本发明的优点在于：本发明能够将不稳定、低幅值、劣质的直流电变换成稳定、高幅值、高质量的三相输出正弦交流电，具有单级功率变换、功率密度高、变换效率高、升压比大、输出波形失真度低、过载和短路时可靠性高、系统寿命长、成本低等优点，适用于升压、中大容量三相无源逆变和并网逆变场合，特别适用于光伏发电系统全程光能利用和最大功率点跟踪控制；随着双向可阻断IGBT等新型器件的出现，这种逆变器不再必需串联二极管，解决了串联二极管的损耗问题，更加显示出其独特的优势。

附图说明

图1.单级三相大升压比电流型逆变器在储能电感位于输入直流母线正端时的电路结构。

图2.单级三相大升压比电流型逆变器在储能电感位于输入直流母线负端时的电路结构。

图3.单级三相大升压比电流型逆变器原理波形。

图4.三相输出电压在一个低频输出周期内的六个60°区间。

图5.单级三相大升压比电流型逆变器储能电感在区间I dT_S/2期间的充磁等效电路。

图6.单级三相大升压比电流型逆变器储能电感在区间I (1-d)T_S/2期间通过a、b相的祛磁等效电路。

图7.单级三相大升压比电流型逆变器储能电感在区间I (1-d)T_S/2期间通过c、b相的祛磁等效电路。

图8.单级三相大升压比电流型逆变器拓扑实例一——三相电容滤波式电路原理图。

图9.单级三相大升压比电流型逆变器拓扑实例二——三相电容电感波式电路原理图。

图10.单级三相大升压比电流型逆变器的SPWM控制原理框图。

图11.单级三相大升压比电流型逆变器的SPWM控制原理波形。

图12.一个低频输出周期内区间Ⅰ（0-60°）功率开关控制信号生成原理波形。

图13.单级三相大升压比电流型逆变器的模态I-1和摸态I-3等效电路——S、S_b2导通，S_a2、S_b1、S_c2、S_a1、S_c1截止。

图14.单级三相大升压比电流型逆变器的模态I-2等效电路——S_a1、S_b2导通，S_a2、S_b1、S_c2、S、S_c1截止。

图15.单级三相大升压比电流型逆变器的模态I-4等效电路——S_c1、S_b2导通，S_a2、S_b1、S_c2、S、S_a1截止。

图16.单级三相大升压比电流型逆变器的模态II-1和摸态II-3等效电路——S、S_a1导通，S_a2、S_b1、S_c1、S_b2、S_c2截止。

图17.单级三相大升压比电流型逆变器的模态II-2等效电路——S_b2、S_a1导通，S_a2、S_b1、S_c1、S、S_c2截止。

图18.单级三相大升压比电流型逆变器的模态II-4等效电路——S_c2、S_a1导通，S_a2、S_b1、S_c1、S、S_b2截止。

图19.单级三相大升压比电流型逆变器的模态III-1和摸态III-3等效电路——S、S_c2导通，S_a2、S_b2、S_c1、S_a1、S_b1截止。

图20.单级三相大升压比电流型逆变器的模态III-2等效电路——S_a1、S_c2导通，S_a2、S_b2、S_c1、S、S_b1截止。

图21.单级三相大升压比电流型逆变器的模态III-4等效电路——S_b1、S_c2导通，S_a2、S_b2、S_c1、S、S_a1截止。

图22.单级三相大升压比电流型逆变器的模态IV-1和摸态IV-3等效电路——S、S_b1导通，S_a1、S_b2、S_c1、S_a2、S_c2截止。

图23.单级三相大升压比电流型逆变器的模态IV-2等效电路——S_a2、S_b1导通，S_a1、S_b2、S_c1、S、S_c2截止。

图24.单级三相大升压比电流型逆变器的模态IV-4等效电路——S_c2、S_b1导通，S_a1、S_b2、S_c1、S、S_a2截止。

图25.单级三相大升压比电流型逆变器的模态V-1和摸态V-3等效电路——S、S_a2导通，S_a1、S_b2、S_c2、S_b1、S_c1截止。

图26.单级三相大升压比电流型逆变器的模态V-2等效电路——S_b1、S_a2导通，S_a1、S_b2、S_c2、S、S_c1截止。

图27.单级三相大升压比电流型逆变器的模态V-4等效电路——S_c1、S_a2导通，S_a1、S_b2、S_c2、S、S_b1截止。

图28.单级三相大升压比电流型逆变器的模态VI-1和摸态VI-3等效电路   ——S、S_c1导通，S_a1、S_b1、S_c2、S_a2、S_b2截止。

图29.单级三相大升压比电流型逆变器的模态VI-2等效电路——S_a2、S_c1导通，S_a1、S_b1、S_c2、S、S_b2截止。

图30.单级三相大升压比电流型逆变器的模态VI-4等效电路——S_b2、S_c1导通，S_a1、S_b1、S_c2、S、S_a2截止。

具体实施方式

下面结合附图及实施例对本发明做进一步描述。

单级三相大升压比电流型逆变器，是由带中心抽头的储能电感L、三相逆变桥和三相滤波器依序级联构成，并且在储能电感L的中心抽头与输入直流供电电源U_i之间连接有储能开关，输入直流供电电源U_i、储能电感L中心抽头的左侧部分电感L₁和储能开关构成充磁回路，输入直流供电电源U_i、储能电感L和三相逆变桥中线电压瞬时值不小于

的任一线电压回路构成祛磁回路，其中U_p为三相输出相电压的有效值；所述祛磁回路在一个高频开关周期内存在两种不同的等效电路，在一个低频输出周期内存在六种不同的等效电路；所述的三相逆变桥是由承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成，所述的三相逆变桥功率开关的高频开关频率是所述的储能开关高频开关频率的一半；所述的逆变器采用输入电流或电压瞬时值前馈控制策略，或采用输出电压或电流瞬时值反馈控制策略；所述逆变器的电压传输比为

，其中d为按正弦规律变化的逆变器占空比，N₁、N₂分别为储能电感L的中心抽头左侧和右侧部分线圈的匝数，所述逆变器能够将一种不稳定的低压直流电单级升压变换成稳定、优质的三相正弦交流电。

单级三相大升压比电流型（Boost型）逆变器电路结构与原理波形，分别如图1、2、3所示。图1、2、3中，U_i为输入直流电压，N（N=N₁+N₂）、N₁、N₂分别为整个储能电感线圈及其中心抽头左侧和右侧部分绕组线圈的匝数，L、L₁、L₂分别为线圈N、N₁、N₂所对应的电感值，M= 为L₁与L₂之间的互感（r为线圈N₁和N₂之间的耦合系数），Z_La、Z_Lb、Z_Lc分别为三相输出无源负载阻抗，u_a、u_b、u_c分别为三相输出无源负载阻抗的相电压或三相交流电网电压。图1、2所示两种电路结构的工作原理和性能是完全相同的，只是电路连接有细微区别：带中心抽头的储能电感位于输入直流母线正端时，储能开关连接在储能电感中心抽头与直流供电电源的负端之间；带中心抽头的储能电感位于输入直流母线负端时，储能开关连接在储能电感中心抽头与直流供电电源的正端之间。两种电路结构中的储能开关是由MOSFET或IGBT、GTR等功率器件构成；三相逆变桥是由多个能承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成；三相滤波器为三相电容滤波器或三相电容、电感滤波器；三相输出端可接三相交流无源负载Z_La、Z_Lb、Z_Lc，也可接三相交流电网u_a、u_b、u_c；输入直流电源U_i与储能电感L之间可设置或不设置输入滤波器，设置输入滤波器能降低输入直流电流的脉动。当储能开关导通时，输入直流电源U_i对储能电感L₁充磁，三相输出交流负载Z_La、Z_Lb、Z_Lc或三相交流电网u_a、u_b、u_c依靠三相滤波器维持供电；当储能开关截止时，储能电感L祛磁并且和输入直流电源U_i共同为相应的两相交流负载或交流电网供电。储能开关将输入直流电压U_i调制成脉动的高频脉冲直流电流i_L1，三相逆变桥将i_L1逆变成三态调制电流波i_ma、i_mb、i_mc，经三相滤波后在三相交流负载上获得高质量的三相正弦电压u_a、u_b、u_c或在三相交流电网上获得高质量的三相正弦电流波i_a、i_b、i_c。需要补充的是，在储能开关开通和关断瞬间，整个储能电感线圈N的磁势与部分线圈N₁的磁势相等。

为了确保所述逆变器输出波形的质量，则其必须满足Boost型变换器的工作机理，即储能电感在一个高频开关周期内必须存在充磁和祛磁两个相反的磁化过程。以三相输出电压瞬时值过零点为分割点将其在一个低频输出周期内划分成六个60°区间，如图4所示。图4中，U_p为三相输出电压的有效值。对于任意一个60°区间，总有两个线电压瞬时值不小于

。例如，在区间I（0^°-60^°），线电压u _ab、u _cb不小于

，故只要求输入电压即可。以图4所示区间I（0-60^°）和图1所示电路结构为例，所述逆变器在一个高频开关周期内的充磁与祛磁等效电路，如图5、6、7所示。设三相逆变桥的高频开关周期为T_S，则储能开关所对应的开关周期为T_S/2，储能开关导通时间T_on在T_S/2内的占空比d=T_on/（T_S/2）。储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁两次，而通过a、b相回路和c、b相回路各祛磁一次，旨在确保输入直流电源对三相输出负载均衡供电以及实现储能电感的磁复位。显然，储能电感在一个T_S内充磁两次所对应的占空比大小是有一定区别的。由图5所示dT_S/2期间的充磁等效电路可知，

                                                (1)

由图6所示（1-d）T_S/2期间的祛磁等效电路可知，

                     (2)

稳态时

，由式（1）、（2）可得电压传输比为

                                           (3)

同理，可推得电压传输比为

                                    (4)

式（1）、（2）（3）、（4）中，U_i为输入直流电压，N₁、N₂分别为储能电感L的中心抽头左侧和右侧的部分线圈的匝数。所述逆变器的升压比(1+dN₂/N₁)/(1-d)总是大于1，并且大于传统电流型变换器的升压比1/（1-d），其原因是利用储能回路电感L₁（对应线圈N₁）小于释能回路电感L（对应线圈N₁+ N₂）来提高逆变器的升压比，故称其为单级三相大升压比电流型逆变器。通过调节储能电感的中心抽头位置（即可调节线圈匝数N₁和N₂的大小）和逆变器的占空比，可实现升压比的调节。

本发明所述的单级三相大升压比电流型（Boost型）逆变器，是利用储能回路电感L₁（对应线圈N₁）小于释能回路电感L（对应线圈N₁+ N₂）来提高逆变器的升压比的单级电路结构，与单级三相电压型（Buck型）逆变器电路结构存在着本质上的区别。因此，本发明所述逆变器具有新颖性和创造性，具有变换效率高（意味着能量损耗小）、功率密度高（意味着体积、重量小）、升压比大（意味着更低的直流电压可变换成更高的交流电压）、成本低、应用前景广泛等优点，是一种理想的节能降耗型三相逆变器，在大力倡导建设节能型、节约型社会的今天更具有重要价值。

以图1所示电路结构为例，单级三相大升压比电流型逆变器电路拓扑实施例，如图8、9所示。图8为三相电容滤波式电路；图9为三相电容电感滤波式电路。图8、9所示电路中，储能开关选用MOSFET器件，当然也可以选用IGBT、GTR等器件；三相逆变桥选用IGBT器件，当然也可以选用MOSFET、GTR等器件。三相逆变桥中的6个IGBT器件分别顺向串联了1个阻断二极管，从而构成了能承受双向电压应力和单向电流应力的6个两象限功率开关，旨在确保逆变桥工作时避免发生三相交流滤波电容电压的短路现象。随着双向可阻断IGBT等新型器件的出现，这种逆变器不再必需串联二极管，解决了串联二极管的损耗问题。图8所示三相电容滤波式电路，适用于对输出电压或电流波形质量要求不太高的逆变场合；而图9所示三相电容电感滤波式电路，适用于对输出电压或电流波形质量要求高的逆变场合。所述逆变器能将一种不稳定的低压直流电（如蓄电池、光伏电池、燃料电池、风力机等）变换成所需的稳定、优质、高压、三相正弦交流电，广泛应用于中大容量、升压场合的民用工业逆变电源(如通讯逆变器和光伏并网逆变器24VDC/380V50HzAC、48V

DC/380V50HzAC)和国防工业逆变电源(如航空静止变流器27VDC/200V400HzAC)等。

单级三相大升压比电流型逆变器，可采用输入电流或电压瞬时值前馈控制，也可采用输出电压或电流瞬时值反馈控制策略。以输入电流瞬时值前馈控制为例，控制框图和控制原理波形，分别如图10、11所示。三相基准的绝对值信号|u_ra|、|u_rb|、|u_rc|和储能电感电流信号ki_L的乘积与锯齿波信号u_c进行比较得到高频SPWM信号，高频SPWM信号和三相基准信号u_ra、u_rb、u_rc在一个低频输出周期内的六个区间选择信号经合适的逻辑电路后得到储能开关S的控制信号和逆变桥的三个桥臂控制信号，逆变桥的三个桥臂控制信号经一个低频输出周期内的六个区间信号的选择得到释能开关S_a1、S_a2、S_b1、S_b2、S_c1、S_c2的控制信号。通过检测并反馈储能电感电流信号i_L1和i_L2，并将i_L2折算到i_L1中，可得到储能电感电流信号ki_L=k(i_L1+N₂/N₁i_L2),k为电感电流的采样系数。三相基准信号u_ra、u_rb、u_rc与三相输出负载电流i_a、i_b、i_c同频同相；与三相输出电压u_a、u_b、u_c同频但不一定同相，其相位差是由三相负载阻抗角或三相输出电流（并网电流）与三相电网电压之间的角度决定的。从图11可知，储能开关S始终工作在高频开关状态，其开关频率等于载波u_c的频率；而逆变桥中的六个释能开关S_a1、S_a2、S_b1、S_b2、S_c1、S_c2在一个低频输出周期内却按如下开关规律工作：高频开关工作2/6低频输出周期，常通1/6低频输出周期，截止3/6低频输出周期。显然，六个释能开关的高频开关频率是储能开关S的1/2。

单级三相大升压比电流型逆变器在一个低频输出周期内区间Ⅰ（0-60°）的功率开关控制信号生成与储能电感电流原理波形，如图12所示。储能电感在一个高频开关周期T_S内充磁两次，而通过a、b相回路和c、b相回路各祛磁一次；储能电感在一个T_S内充磁两次所对应的占空比分别为d₁、d₂，占空比的大小随基准电压的大小而变化。

以图9所示三相电容电感滤波式逆变器拓扑为例，论述这类逆变器在一个低频输出周期内划分成的六个区间的工作模态。每个区间包含多个高频开关周期T_S，每个高频开关周期里包含储能电感的两次相同回路的充磁和两次不同回路的祛磁，故每个高频开关周期共有三种不同的等效电路。

区间I：释能开关S _a2、S _b1和S _c2截止且S _b2导通，此间每个高频开关周期T_S按照模态I-1、I-2、I-3、I-4顺序进行开关状态转换。

模态I-1如图13所示：储能开关S导通，释能开关S _a1、S _c1截止；电压源U_i、电感L₁、储能开关S形成回路，电感L₁储能，电感电流i_L1以速率U_i/L₁线性上升，滤波电容C_fa、C_fb、C_fc维持负载电流i_a、i_b、i_c。

模态I-2如图14所示：释能开关S _a1导通、S、S _c1截止，电压源U_i、储能电感L、S_a1、S_b2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_ab>U_i，电感电流i_L2以速率(u_ab–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_ab<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_ab)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fc维持负载电流i_c。

模态I-3与模态1相同，如图13所示。

模态I-4如图15所示：释能开关S_c1导通、S和S_a1截止，电压源U_i、电感L、S_c1、S_b2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_cb>U_i，电感电流i_L2以速率(u_cb–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_cb<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_cb)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fa维持负载电流i_a。

区间II，释能开关S _a2、S _b1和S _c1截止且S _a1导通，此间每个高频开关周期T_S按照模态II-1、II-2、II-3、II-4顺序进行开关状态转换。

模态II-1如图16所示：S导通、S_b2和S_c2截止，电压源U_i、电感L₁、S形成回路，电感储存能量，电感电流i_L1以速率U_i/L₁线性上升，滤波电容C_fa、C_fb、C_fc维持负载电流i_a、i_b、i_c。

模态II-2如图17所示：S_b2导通、S和S_c2截止，电压源U_i、电感L、S_a1、S_b2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_ab>U_i，电感电流i_L2以速率(u_ab–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_ab<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_ab)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fc维持负载电流i_c。

模态II-3与模态1相同，如图16所示。

模态II-4如图18所示：S_c2导通、S和S_b2截止，电压源U_i、电感L、S_a1、S_c2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_ac>U_i，电感电流i_L2以速率(u_ac–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_ac<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_ac)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fb维持负载电流i_b。

区间III，释能开关S _a2、S _b2和S _c1截止且S _c2导通，此间每个高频开关周期T_S按照模态III-1、III-2、III-3、III-4顺序进行开关状态转换。

模态III-1如图19所示：S导通，S_a1和S_b1截止，电压源U_i、电感L₁、S形成回路，电感L₁储存能量，电感电流i_L1以速率U_i/L₁线性上升，滤波电容C_fa、C_fb、C_fc维持负载电流i_a、i_b、i_c。

模态III-2如图20所示：S_a1导通、S和S_b1截止，电压源U_i、电感L、S_a1、S_c2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_ac>U_i，电感电流i_L2以速率(u_ac–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_ac<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_ac)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fb维持负载电流i_b。

模态III-3与模态III-1相同，如图19所示。

模态III-4如图21所示：S_b1导通、S和S_a1截止，电压源U_i、电感L、S_b1、S_c2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_bc>U_i，电感电流i_L2以速率(u_bc–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_bc<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_bc)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fa维持负载电流i_a。

区间IV，释能开关S _a1、S _b2和S _c1截止且S _b1导通，此间每个高频开关周期T_S按照模态IV-1、IV-2、IV-3、IV-4顺序进行开关状态转换。

模态IV-1如图22所示：S导通、S_a2、和S_c2截止，电压源U_i、电感L₁、S形成回路，电感L₁储存能量，电感电流i_L1以速率U_i/L₁线性上升，滤波电容C_fa、C_fb、C_fc维持负载电流i_a、i_b、i_c。

模态IV-2如图23所示：S_a2导通、S和S_c2截止，电压源U_i、电感L、S_b1、S_a2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_ba>U_i，电感电流i_L2以速率(u_ba–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_ba<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_ba)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fc维持负载电流i_c。

模态IV-3与模态IV-1相同，如图22所示。

模态IV-4如图24所示：S_c2导通、S和S_a2截止，电压源U_i、电感L、开关管S_b1、S_c2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_bc>U_i，电感电流i_L2以速率(u_bc–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_bc<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_bc)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fa维持负载电流i_a。

区间V，释能开关S _a1、S _b2和S _c2截止且S _a2导通，此间每个高频开关周期T_S按照模态V-1、V-2、V-3、V-4顺序进行开关状态转换。

模态V-1如图25所示：S导通、S_b1和S_c1截止，U_i、电感L₁、S形成回路，L₁储存能量，电感电流i_L1以速率U_i/L₁线性上升，滤波电容C_fa、C_fb、C_fc维持负载电流i_a、i_b、i_c。

模态V-2如图26所示：S_b1导通、S和S_c1截止，电压源U_i、电感L、S_b1、S_a2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_ba>U_i，电感电流i_L2以速率(u_ba–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_ba<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_ba)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fc维持负载电流i_c。

模态V-3与模态V-1相同，如图25所示。

模态V-4如图27所示：S_c1导通、S和S_b1截止，电压源U_i、电感L、S_c1、S_a2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_ca>U_i，电感电流i_L2以速率(u_ca–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_ca<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_ca)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fb维持负载电流i_b。

区间VI，释能开关S _a1、S _b1和S _c2截止且S _c1导通，此间每个高频开关周期T_S按照模态VI-1、VI-2、VI-3、VI-4顺序进行开关状态转换。

模态VI-1如图28示：S导通、S_a2和S_b2截止，U_i、电感L₁、S形成回路，L₁储存能量，电感电流i_L1以速率U_i/L₁线性上升，滤波电容C_fa、C_fb、C_fc维持负载电流i_a、i_b、i_c。

模态VI-2如图29示：S_a2导通、S和S_b2截止，电压源U_i、电感L、开关管S_c1、S_a2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_ca>U_i，电感电流i_L2以速率(u_ca–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_ca<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_ca)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fb维持负载电流i_b。

模态VI-3与模态VI-1相同，如图28示。

模态VI-4如图30示：S_b2导通、S和S_a2截止，电压源U_i、电感L、S_c1、S_b2形成回路，逆变器向负载传送能量；若u_cb>U_i，电感电流i_L2以速率(u_cb–U_i)/L线性下降，电感释放能量；若u_cb<U_i，电感电流i_L2以速率(U_i–u_cb)/L线性上升，电感继续储能，滤波电容C_fa维持负载电流i_a。 

Claims (1)

1.一种单级三相大升压比电流型逆变器，其特征在于：这种逆变器是由带中心抽头的储能电感L、三相逆变桥和三相滤波器依序级联构成，并且在储能电感L的中心抽头与输入直流供电电源U_i之间连接有储能开关，输入直流供电电源U_i、储能电感L中心抽头的左侧部分电感L₁和储能开关构成充磁回路，输入直流供电电源U_i、储能电感L和三相逆变桥中线电压瞬时值不小于                                               

的任一线电压回路构成祛磁回路，其中U_p为三相输出相电压的有效值；所述祛磁回路在一个高频开关周期内存在两种不同的等效电路，在一个低频输出周期内存在六种不同的等效电路；所述的三相逆变桥是由承受双向电压应力和单向电流应力的两象限功率开关构成，所述的三相逆变桥功率开关的高频开关频率是所述的储能开关高频开关频率的一半；所述的逆变器采用输入电流或电压瞬时值前馈控制策略，或采用输出电压或电流瞬时值反馈控制策略；所述逆变器的电压传输比为

，其中d为按正弦规律变化的逆变器占空比，N₁、N₂分别为储能电感L的中心抽头左侧和右侧部分线圈的匝数，所述逆变器能够将一种不稳定的低压直流电单级升压变换成稳定、优质的三相正弦交流电。

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