CN111869072B - 一种电压转换电路的控制电路 - Google Patents

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Abstract

本发明实施例提供模拟电路领域中的一种控制电路，所述控制电路用于控制电压转换电路，该控制电路包括锯齿波产生电路、第一电压比较器和第二电压比较器，其中锯齿波产生电路产生两个锯齿波信号，当其中一个锯齿波信号增大至第二参考电压时，另一个下降至第一参考电压，上述两个锯齿波信号的斜率的差值通过飞跨电压和1/2倍输入电压的差值确定；第一电压比较器和第二电压比较器分别接收上述两个锯齿波信号，分别输出两个pwm信号并控制电压转换电路。上述控制电路可以根据飞跨电压和1/2倍输入电压的差值调节两个pwm信号的频率来调节电压转换电路中飞跨电容的充放电时间，从而控制飞跨电容两端的电压，减少电压转换电路中电感的电流纹波，提高系统效率。

Description

一种电压转换电路的控制电路
技术领域
本申请涉及电子及通信技术领域，尤其涉及一种电压转换电路的控制电路。
背景技术
随着电动汽车技术发展的成熟，锂电池因为具有高能量密度、高可靠性等特点被广泛地应用于为电动车提供驱动能量。锂电池可存储电量需求日益增大，快速充电成为极为关键的技术。
锂电池的电池充电系统的核心部分包括一个降压电压转换电路(BUCK DCDC)，用于将能量从高压的电源按照电池需要的电压传递给电池。现有技术中，可以通过PWM(PulseWidth Modulation，脉冲宽度调制)信号控制BUCK DCDC中的开关，以将较高的输入电压转换为较低的输出电压。在上述过程中，输入电压周期性地对飞跨电容(Fly Capacitor)进行充电和放电。由于充电过程中，电感的电流平均值无法保持不变，BUCK DCDC一直处于调节状态，无法达到稳态，从而导致飞跨电容的电压不稳定，电感中的电流纹波过大，影响系统效率。
发明内容
本申请的实施例提供了一种用于控制电压转换电路的控制电路，以在一定程度上解决飞跨电容的电压不稳定的问题。
本申请实施例中的场效应管可以是MOSFET、JFET，或者其他类型的双向场效应管。本申请实施例中的电连接可以是物理上的接触连接，也可以是通过电阻、电感、电容或其他电子元器件实现电学的连接。
为了更好的描述本申请实施例，将使用以下术语或缩写：
PWM：Pulse Width Modulation，脉冲宽度调制，根据相应载荷的变化来调制晶体管基极或MOS管栅极的偏置，来实现晶体管或MOS管导通时间的改变，从而实现开关稳压电源输出的改变。
BUCK DCDC：降压直流-直流转换，其输出(负载)端的电压比输入(电源)端低，但其输出电流大于输入电流。
第一方面，在本申请的实施例中提供一种控制电路，用于控制电压转换电路，该控制电路包括锯齿波产生电路、第一电压比较器和第二电压比较器。其中，锯齿波产生电路用于接收并根据第一参考电压、第二参考电压、飞跨电压和输入电压，产生第一锯齿波信号和第二锯齿波信号，其中当第一锯齿波信号以第一斜率增大至第二参考电压时，第二锯齿波信号下降至第一参考电压，当第二锯齿波信号以第二斜率增大至第二参考电压时，第一锯齿波信号下降至第一参考电压，上述第一斜率和第二斜率的差值通过飞跨电压和1/2倍输入电压的电压差值确定，上述飞跨电压为上述电压转换电路的飞跨电容两端的电压，上述输入电压为该电压转换电路的输入电压；第一电压比较器用于接收并比较调节电压和第一锯齿波信号，根据比较的结果产生第一pwm信号；第二电压比较器用于接收并比较调节电压和第二锯齿波信号，根据比较的结果产生第二pwm信号；上述调节电压用于表征上述电压转换电路在正常工作状态时，偏离稳态的程度。其中，上述两个pwm信号用于控制上述电压转换电路。
由于第一锯齿波信号和第二锯齿波信号的上述特性，通过上述电压比较器得到的两个pwm信号的占空比始终相等且不变，因此控制电路将飞跨电压和1/2倍输入电压的差值转换为上述两个锯齿波信号的斜率差，通过该斜率差调节上述两个pwm信号的频率来调节pwm信号处于高电平的时间，从而调节飞跨电容的充放电时间，使其在一个完整的周期中净流出电荷或净流入电荷，以实现将飞跨电容两端的电压控制，使电压转换电路处于稳定的状态，减少外围电感中的电流纹波，提高系统效率。
在一种可能的设计中，第一电压比较器比较第一锯齿波信号和调节电压的大小，当上述第一锯齿波信号小于上述调节电压时，第一电压比较器输出的第一pwm信号为高电平，反之为低电平；第二电压比较器比较第二锯齿波信号和调节电压的大小，当上述第二锯齿波信号小于上述调节电压时，第二电压比较器输出的第二pwm信号为高电平，反之为低电平。通过电压比较器，控制电路将锯齿波信号转换为pwm信号，以控制pwm信号处于高电平的时间，从而控制飞跨电容的充放电时间。
在一种可能的设计中，控制电路还包括误差放大器，用于将第三参考电压和反馈电压的差值放大，并将该差值作为上述调节电压输出至第一电压比较器和第二电压比较器，其中反馈电压用于表征输出电压或输出电流的大小，该输出电压为上述电压转换电路的输出电压，该输出电流为上述电压转换电路的输出电流，第三参考电压用于表征所述转换电路正常工作时处于稳态的输出电压。误差放大器收集电压转换电路的实际输出电压，以实际输出电压与稳态输出电压的差值修正调节电压，以稳定偏离的实际输出电压。
在一种可能的设计中，上述反馈电压等于电压转换电路的输出电压。误差放大器收集电压转换电路的实际输出电压，以实际输出电压与稳态输出电压的差值修正调节电压，以稳定偏离的实际输出电压。
在一种可能的设计中，当上述第一锯齿波信号小于上述调节电压时，第一电压比较器输出高电平，反之则输出低电平；当上述第二锯齿波信号小于上述调节电压时，第二电压比较器输出高电平，反之则输出低电平。将第一锯齿波信号和第二锯齿波信号分别通过两个比较器，在得到pwm信号的同时，控制了pwm信号的占空比，使其保持不变，作为调节pwm处于高电平的时间的基础。
在一种可能的设计中，上述锯齿波产生电路包括参考电流产生电路、第一振荡电路和第二振荡电路，其中参考电流产生电路用于接收飞跨电压和输入电压，将飞跨电压和1/2倍输入电压转换为第一参考电流和第二参考电流，上述第一参考电流和第二参考电流的电流差的值与飞跨电压和1/2倍输入电压的电压差的值成正比；上述第二参考电压控制上述第一振荡电路将该第一参考电流转换为上述第一锯齿波信号，上述第一锯齿波信号上升的第一斜率与该第一参考电流成正比；上述第二参考电压控制上述第二振荡电路将上述第二参考电流转换为上述第二锯齿波信号，上述第二锯齿波信号上升的第二斜率与上述第二参考电流成正比，第一斜率和第二斜率的差值与第一参考电流和第二参考电流的电流差值成正比。其中，上述飞跨电压为上述电压转换电路的飞跨电容两端的电压，上述输入电压为该电压转换电路的输入电压。当处于非稳态时，锯齿波产生电路将飞跨电压和1/2倍输入电压的差值转换为电流的差值，从而产生与电流成正比的锯齿波信号，以控制电压转换电路调节飞跨电压。
在一种可能的设计中，上述参考电流产生电路分别与上述第一振荡电路和第二振荡电路电连接于第一节点和第二节点，上述参考电流产生电路包括分压电路、转换电路、第一电流源和第二电流源。其中，分压电路用于将上述输入电压转换为1/2倍输入电压；转换电路用于将上述飞跨电压和1/2倍输入电压的差值转换为电流大小相同的第一中间电流和第二中间电流，该第一中间电流从上述转换电路流向第一节点，上述第二中间电流从第二节点流向上述转换电路；第一电流源，该第一电流源用于提供从第一节点流向地端的第一电流源电流；第二电流源，该第二电流源用于提供从第二节点流向地端的第二电流源电流，上述第一电流源电流与上述第二电流源电流的电流大小相同；其中，上述第一参考电流从上述第一振荡电路流向上述第一节点，上述第二参考电流从上述第二振荡电路流向上述第二节点。参考电流产生电路将飞跨电压和1/2倍输入电压的差值转换为电流的差值，将电压转换电路的非稳态反馈至控制电路，有利于控制电路将电压转化电路控制在稳态。
在一种可能的设计中，上述参考电流产生电路分别与上述第一振荡电路和第二振荡电路电连接于第一节点和第二节点，上述参考电流产生电路包括分压电路、转换电路、第一电流源和第二电流源。其中，分压电路用于将上述输入电压转换为k/2倍输入电压，其中k为正数；转换电路用于将k倍上述飞跨电压和k/2倍输入电压的差值转换为电流大小相同的第一中间电流和第二中间电流，该第一中间电流从上述转换电路流向第一节点，上述第二中间电流从第二节点流向上述转换电路；第一电流源，该第一电流源用于提供从第一节点流向地端的第一电流源电流；第二电流源，该第二电流源用于提供从第二节点流向地端的第二电流源电流，上述第一电流源电流与上述第二电流源电流的电流大小相同；其中，上述第一参考电流从上述第一振荡电路流向上述第一节点，上述第二参考电流从上述第二振荡电路流向上述第二节点。参考电流产生电路将k倍飞跨电压和k/2倍输入电压的差值转换为电流的差值，将电压转换电路的非稳态反馈至控制电路，有利于更灵活的计算飞跨电压和1/2倍输入电压的电压差。
在一种可能的设计中，当上述飞跨电压小于1/2倍上述输入电压，上述第一中间电流和上述第二中间电流为正；当上述飞跨电压大于1/2倍上述输入电压，上述第一中间电流和上述第二中间电流为负；当上述飞跨电压等于1/2倍上述输入电压，上述第一中间电流和上述第二中间电流为0。当处于非稳态时，第一中间电流和第二中间电流不为0，导致两个锯齿波信号的斜率不同，在变化过程中，两个锯齿波信号的斜率逐渐相等，从而使得两个输出电流向0变化，使得电路趋向稳定的状态。
在一种可能的设计中，上述第一振荡电路包括第一电流镜、第一输出电路，其中上述第一电流镜用于根据上述第一参考电流按照第一比例产生第一镜像电流，上述第二参考电压控制上述第一输出电路将上述第一镜像电流按照第一比例转换为上述第一锯齿波信号；相应的，上述第二振荡电路包括第二电流镜、第二输出电路，其中上述第二电流镜用于根据上述第二参考电流按照第二比例产生第二镜像电流，上述第二参考电压控制上述第二输出电路将上述第二镜像电流按照第二比例转换为上述第二锯齿波信号。第一振荡电路和第二振荡电路将电流转换为锯齿波信号，通过锯齿波信号的斜率调整pwm信号处于高电平的时间，使得pwm信号处于可调节的状态。
在一种可能的设计中，上述第一比例和上述第二比例相等。第一电流镜和第二电流镜对参考电流进行等比例的放大，保持上述比例相同，有利于第一锯齿波信号和第二锯齿波信号的斜率的同步调节。
在一种可能的设计中，上述第一镜像电流和上述第一参考电流的比例为6∶1，上述第二镜像电流和上述第二参考电流的比例为6∶1。将上述比例保持为6∶1，有利于使第一锯齿波信号和第二锯齿波信号的斜率变化更灵敏。
在一种可能的设计中，上述分压电路包括串联的、阻值相等的第一电阻和第二电阻，其中第一电阻的一端接收上述输入电压，另一端与第二电阻的一端电连接，第二电阻的另一端与地端电连接，上述两个电阻的电连接点输出1/2倍上述输入电压。通过分压电路得到1/2倍输入电压，从而与飞跨电压比较，接收电压转换电路反馈的非稳态，以将电压转换电路调节至稳态。
在一种可能的设计中，上述第一输出电路包括并联的第一开关电路和第一锯齿波电容，其中该第一锯齿波电容的一端与上述第一电流镜电连接以接收第一镜像电流并输出上述第一锯齿波信号，另一端接收上述第一参考电压，上述第二参考电压控制上述第一开关电路的断开与闭合；上述第二输出电路包括并联的第二开关电路和第二锯齿波电容，其中该第二锯齿波电容的一端与上述第二电流镜电连接以接收第二镜像电流并输出上述第二锯齿波信号，另一端接收上述第一参考电压，上述第二参考电压控制上述第二开关电路的断开与闭合，上述第一锯齿波电容与上述第二锯齿波电容的电容值相等。锯齿波电容用于在充放电过程中造成电压的升降，从而产生锯齿波信号，以更好的控制电压转换电路。
在一种可能的设计中，当上述第一锯齿波信号增大至上述第二参考电压时，上述第二开关电路闭合，当上述第一锯齿波洗好下降至上述第一参考电压时，上述第二开关电路断开；当上述第二锯齿波信号增大至上述第二参考电压时，上述第一开关电路闭合，当上述第二锯齿波洗好下降至上述第一参考电压时，上述第一开关电路断开。通过第二参考电压控制第一开关电路和第二开关电路的断开与闭合，使得第一锯齿波信号和第二锯齿波信号在上升到第二参考电压时下降，从而达到控制pwm信号占空比的目的。
在一种可能的设计中，上述第一电压比较器的正输入端接收上述调节电压，上述第一电压比较器的负输入端接收上述第一锯齿波信号；上述第二电压比较器的正输入端接收上述调节电压，上述第二电压比较器的负输入端接收上述第二锯齿波信号。通过比较器生成pwm信号，以更好的控制电压转换电路。
第二方面，在本申请的实施例中提供一种电压转换设备，该电压转换设备包括电压转换电路和控制电路，上述电压转换电路用于根据第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号的控制将输入电压转换为输出电压，上述控制电路用于控制上述电压转换电路，其中上述控制电路为如第一方面及其可能的设计中的控制电路。
由于第一锯齿波信号和第二锯齿波信号的上述特性，通过上述电压比较器得到的两个pwm信号的占空比始终相等且不变，因此控制电路将飞跨电压和1/2倍输入电压的差值转换为上述两个锯齿波信号的斜率差，通过该斜率差调节上述两个pwm信号的频率来调节pwm信号处于高电平的时间，从而调节飞跨电容的充放电时间，使其在一个完整的周期中净流出电荷或净流入电荷，以实现将飞跨电容两端的电压控制，使电压转换电路处于稳定的状态，减少外围电感中的电流纹波，提高系统效率。
第三方面，在本申请的实施例中提供一种电池充电系统，该电池充电系统包括电压转换电路、控制电路和稳压电路，其中上述稳压电路用于将交流电压转换为上述电压转换电路的输入电压并输入至上述电压转换电路，上述电压转换电路用于根据第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号的控制将上述输入电压转换为输出电压并输出至电池设备，所述控制电路用于控制上述电压转换电路，其中上述控制电路为如第一方面及其可能的设计中的控制电路。
由于第一锯齿波信号和第二锯齿波信号的上述特性，通过上述电压比较器得到的两个pwm信号的占空比始终相等且不变，因此控制电路将飞跨电压和1/2倍输入电压的差值转换为上述两个锯齿波信号的斜率差，通过该斜率差调节上述两个pwm信号的频率来调节pwm信号处于高电平的时间，从而调节飞跨电容的充放电时间，使其在一个完整的周期中净流出电荷或净流入电荷，以实现将飞跨电容两端的电压控制，使电压转换电路处于稳定的状态，减少外围电感中的电流纹波，提高系统效率。
附图说明
为了更清楚地说明本申请实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍。
图1为一种3阶降压电压转换电路的示意图。
图2(a)为3阶降压电压转换电路处于稳态时的波形图；
图2(b)为3阶降压电压转换电路处于非稳态时的波形图。
图3(a)为3阶降压电压转换电路在T1～T2阶段的电压通路图；
图3(b)为3阶降压电压转换电路在T2～T3阶段的电压通路图；
图3(c)为3阶降压电压转换电路在T3～T4阶段的电压通路图；
图3(d)为3阶降压电压转换电路在T4～T5阶段的电压通路图。
图4为本申请实施例中一种控制电路的示意图。
图5为本申请实施例中一种锯齿波产生电路的示意图。
图6为本申请实施例中一种3阶降压电压转换电路处于稳态时的波形图。
图7为本申请实施例中控制电路调节飞跨电压时的波形图。
图8为一种3阶升压电压转换电路的示意图。
图9为一种电池充电系统的示意图。
具体实施方式
下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本申请保护的范围。
电压转换电路为一种将直流输入电压转换为另一直流输出电压的电路，例如：3阶降压电压转换电路(BUCK DCDC)，或3阶升压电压转换电路。3阶降压电压转换电路(BUCKDCDC)为一种电压转换电路，其通过接收两个pwm信号来控制电压转化电路中开关的断开与闭合，从而将较高的直流输入电压转换为较低的直流输出电压。上述电压转换电路中包括一个飞跨电容(Fly Capacitor)，在上述开关断开与闭合的期间，上述输入电压对该飞跨电容进行充放电，以产生平稳的输出电压。图1所示的是一种电压转换电路100的电路示意图，具体来讲，图1中所示的是一种3阶降压电压转换电路。电压转换电路100通过接收第一脉冲宽度调制信号(pwm1信号)和第二脉冲宽度调制信号(pwm2信号)，并将所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号作为控制信号，将电压较高的输入电压Vin转换为电压较低的输出电压Vout。电压转换电路100包括4个开关(Q1、Q2、Q3和Q4)，控制电路(DRV1、DRV2、DRV3和DRV4)，飞跨电容Cfly和外围电路110，其中外围电路110包括外围电感LL、外围电容CL和等效负载电阻RL。开关Q1、Q2、Q3和Q4可以是场效应管(FET，Field EffectTransistor)，例如金属半导体氧化物场效应管(MOSFET，Metal-Oxide-SemiconductorField-Effect Transistor)、或结型场效应晶体管(JFET，Junction Field-EffectTransistor)，也可以是其他类型的晶体管。
如图1所示，在电压转换电路100中，4个开关Q1、Q2、Q3和Q4正向串联，且开关Q1的漏极与输入电压源Vin电连接，开关Q4的源极与地端电连接。飞跨电容Cfly的一端电连接于开关Q1的源极，另一端电连接于开关Q3的源极。外围电路110中的外围电感LL的一端与开关Q2的源极电连接，另一端分别与外围电容CL和负载电阻RL的一端电连接，外围电容CL和负载电阻RL的另一端电连接于地端。控制电路DRV1接收pwm1信号，并控制开关Q1的栅极以控制开关Q1的开断；控制电路DRV2接收pwm2信号，并控制开关Q2的栅极以控制开关Q2的开断；控制电路DRV3接收pwm2信号，将pwm2信号翻转后控制开关Q3的栅极以控制开关Q1的开断；控制电路DRV4接收pwm1信号，将pwm1信号翻转后控制开关Q4的栅极以控制开关Q4的开断。
在电压转换电路100中，pwm1信号控制开关Q1和Q4的断开和闭合，pwm2信号控制开关Q2和Q3的断开和闭合。当电路处于稳态时，pwm1信号的高电平将开关Q1闭合并将开关Q4断开，pwm1信号的低电平将开关Q1断开并将开关Q4闭合。同样的，pwm2信号的高电平将开关Q2闭合并将开关Q3断开，pwm2信号的低电平将开关Q2断开并将开关Q3闭合。当电压转换电路100处于稳态时，pwm1信号和pwm2信号的频率相同，占空比相同，但相位差为180°。
如图2(a)所示的是电压转换电路100处于稳态时的波形图。以一个完整的周期T1～T5来说明电压转换电路100的工作原理。需要注意的是，本申请中的占空比为pwm信号处于高电平的时间，与两个pwm信号的上升沿的时间差的比。例如，pwm1信号的占空比可以表示为(T2-T1)/(T3-T1)，而pwm2信号的占空比可以表示为(T4-T3)/(T5-T3)。相应的，本申请中的pwm信号的频率为该pwm信号的上升沿与另一个pwm信号的上升沿的时间差的倒数。例如，pwm1信号的频率可以表示为1/(T3-T1)，而pwm2信号的频率可以表示为1/(T5-T3)。
在T1～T2阶段，pwm1信号为高电平，pwm2信号为低电平，因此开关Q1闭合、Q2断开、Q3闭合、Q4断开，此时形成的电压通路如图3(a)所示。其中，飞跨电容CL处于充电状态，其两端的飞跨电压Vfly随时间而变大，飞跨电容CL中的电流Ifly方向为从节点A到节点C。外围电感LL中的电流IL随时间而变大。
在T2～T3阶段，pwm1信号为低电平，pwm2信号低电平，因此开关Q1断开、Q2断开、Q3闭合、Q4闭合，此时形成的电压通路如图3(b)所示。其中，飞跨电容CL只有一端通过开关与地端电连接，处于浮空的状态，其两端的飞跨电压Vfly保持不变。外围电感LL中的电流IL随时间而变小。
在T3～T4阶段，pwm1信号为低电平，pwm2信号高电平，因此开关Q1断开、Q2闭合、Q3断开、Q4闭合，此时形成的电压通路如图3(c)所示。其中，飞跨电容CL处于放电状态，其两端的飞跨电压Vfly随时间而变小，电流Ifly方向为从节点C到节点A。外围电感LL中的电流IL随时间而变大，且增大的斜率与T1～T2阶段增大的幅度相同。
在T4～T5阶段，pwm1信号为低电平，pwm2信号低电平，因此开关Q1断开、Q2断开、Q3闭合、Q4闭合，此时形成的电压通路如图3(d)所示。其中，飞跨电容CL只有一端通过开关与输入电压源Vin电连接，处于浮空的状态，其两端的飞跨电压Vfly保持不变。外围电感LL中的电流IL随时间而变小，且下降的斜率与T2～T3阶段变小的幅度相同。
电压转换电路100中，飞跨电容Cfly两端的电压Vfly需要稳定在Vin/2，以使电路工作在稳态。通常通过改变pwm1信号和pwm2信号的占空比来实现对飞跨电容电压Vfly的调节。例如，调节之前的pwm1信号的占空比为20％，pwm2信号的占空比为20％，此时Vfly两端的电压小于Vin/2。将pwm1信号的占空比调节至30％，将pwm2信号的占空比调节至10％，，使得开关Q1和Q3同时闭合的时间增加，即增加飞跨电容Cfly的充电时间T2-T1，同时使得开关Q2和Q4同时闭合的时间变短，即减小飞跨电容Cfly的放电时间T4-T3。由于飞跨电容Cfly中的电流Ifly等于外围电感LI中的电流IL，当电流IL在充电过程中的平均值和放电过程中的平均值保持相等，经过一个完整的周期后，飞跨电容Cfly中会有静电荷存留，从而可以导致Vfly升高。相反的，如果调低pwm1信号的占空比，调高pwm2信号的占空比，则可以将Vfly调低。
在实际工作中，外围电感LL中的电流IL在充电过程中的平均值和放电过程中的平均值通常不相等。如图2(b)所示的是电压转换电路100持续处于调节状态(非稳态时)的波形图，在T4～T5阶段，由于持续时间较短，外围电感LL中的电流IL无法下降至T3时刻的电流值，即电流IL的平均值无法保持不变，导致外围电感LL中的电流IL的纹波过大，影响系统的效率。使电压转换电路100处于稳态，必须使飞跨电容两端的电压Vfly稳定在Vin/2。
本申请提供一种控制电路，用于根据电压转换电路的输入电压和输出电压，以及多个参考电压产生两个pwm信号，其中上述输入电压和输出电压作为反馈电压信号调节上述pwm信号处于高电平的时间，从而调节飞跨电容的充放电时间，以实现对电压转换电路中的飞跨电压的调节。
如图4所示的是一种控制电路400，该控制电路400可以用于控制电压转换电路。控制电路400包括锯齿波产生电路410、误差放大器420、第一电压比较器430和第二电压比较器440。锯齿波产生电路410接收飞跨电容Cfly两端的电压Vfly、电压转换电路100的输入电压Vin，以及第一参考电压Vref1和第二参考电压Vref2，并根据Vin、Vfly、Vref1和Vref2产生第一锯齿波信号Vsaw1和第二锯齿波信号Vsaw2。其中，当第一锯齿波信号Vsaw1的电压值以斜率slope1增大至第二参考电压Vref2时，第二锯齿波信号Vsaw2下降至第一参考电压Vref1，当第二锯齿波信号Vsaw2的电压值以斜率slope2增大至第二参考电压时Vref2，第一锯齿波信号Vsaw1下降至第一参考电压Vref1。锯齿波产生电路410根据飞跨电压Vfly和1/2倍输入电压Vin的电压差值来控制并确定斜率slope1和斜率slope2的差值。
误差放大器420接收第三参考电压Vref3和反馈电压Vfb，并将上述第三参考信号和反馈电压Vfb的差值放大，作为err信号(即调节电压)输出至第一电压比较器430和第二电压比较器440。上述第三参考电压Vref3根据电压转换电路100在正常工作时处于稳态的输出电压Vout确定，即第三参考电压Vref3可以表征电压转换电路100整除工作时处于稳态的输出电压。反馈电压Vfb根据输出电压Vout或输出电流Iout确定，其中输出电压Vout为电压转换电路的输出电压，输出电流Iout为电压转换电路100的输出电流，例如输出电流Iout可以为外围电感LL中的电流IL的平均值。在一种可能的实施方式中，上述反馈电压Vfb等于输出电压Vout。因此，err信号(即调节电压)用于表征电压转换电路100在正常工作状态时偏离稳态的程度，例如，当电压转换电路100实际的输出电压Vout在正常工作时偏离处于稳态时的输出电压越大，则err信号(调节电压)的电压值越大。
第一电压比较器430接收锯齿波产生电路410产生的第一锯齿波信号Vsaw1和误差放大器420输出的err信号，通过比较第一锯齿波信号Vsaw1和err信号的大小关系输出pwm1信号；类似的第二电压比较器440接收锯齿波产生电路410产生的第二锯齿波信号Vsaw2和误差放大器420输出的err信号，通过比较第二锯齿波信号Vsaw2和err信号的大小关系输出pwm2信号。上述pwm1信号和pwm2信号用于控制电压转换电路100。其中，err信号为调节电压，用于调节pwm1信号和pwm2信号的占空比。在下文中，为了方便描述，均以err信号表示调节电压。
第一锯齿波信号Vsaw1和第二锯齿波信号Vsaw2通过第一电压比较器430和第二电压比较器440后产生pwm1信号和pwm2信号，上述pwm1信号和pwm2信号无论处于调节过程还是出于稳态时的占空比都保持不变，且占空比等于err/Vref2。因此，控制电路400使用上述pwm1信号和pwm2信号控制电压转换电路100时，通过将飞跨电压Vfly偏离1/2倍输入电压Vin的电压量转换为斜率slope1和斜率slope2的差，并以上述斜率输出上述两个锯齿波信号，使得通过第一电压比较器430和第二电压比较器440产生的pwm1信号和pwm2信号在占空比不变的条件下，可以调节pwm1信号和pwm2信号的频率来调节pwm1信号和pwm2信号处于高电平的时间，从而调节飞跨电容Cfly的充放电时间，使其在一个完整的充放电周期中净流出电荷或净流入电荷，以实现将飞跨电容Cfly两端的电压Vfly控制在Vin/2，使电压转换电路100处于稳定的状态，由此减少外围电感LL中的电流IL的纹波，提高系统效率。
第一电压比较器430和第二电压比较器440可以是单限比较器、滞回比较器、窗口比较器，或其他类型的电压比较器，本申请不对上述电压比较器的类型或具体结构进行限定，也不对上述电压比较器输入端的正负极接法进行限定。在一种可能的实施方式中，第一电压比较器430比较Vsaw1信号和err信号的大小，当Vsaw1信号小于err信号时，输出的pwm1信号为高电平，反之则输出的pwm1信号为低电平；第二电压比较器440比较Vsaw2信号和err信号的大小，当Vsaw2信号小于err信号时，输出的pwm2信号为高电平，反之则输出的pwm2信号为低电平。在另一种可能的实施方式中，当Vsaw1信号小于err信号时，输出的pwm1信号为低电平，反之则输出的pwm1信号为高电平；当Vsaw2信号小于err信号时，输出的pwm2信号为低电平，反之则输出的pwm2信号为高电平。在本申请中，err信号分别与第一电压比较器430和第二电压比较器440的正极输入电连接，且第一电压比较器430的负极接收第一锯齿波信号Vsaw1，而第二电压比较器440的负极接收第二锯齿波信号Vsaw2。误差放大器420可以为晶体管放大电路或场效应管放大电路，本申请不对放大器的类型或具体结构进行限定，也不对误差放大器420的输入端的正负极接法进行限定。
误差放大器420接收Vref3和Vfb，并将Vref3和Vfb的差值放大，作为err信号输出。上述反馈电压Vfb根据电压转换电路100的输出电压Vout或输出电流Iout确定，例如该反馈电压Vfb可以为实际的输出电压Vout，也可以为1/2倍输出电压Vout，也可以为通过输出电流Iout转换成的电压值。在一种可能的实施方式中，误差放大器420可以直接计算并放大电压转换电路100实际的输出电压Vout与第三参考电压Vref3，作为err信号输出，此时第三参考电压Vref3为电压转换电路100正常工作时处于稳态的输出电压。例如，电压转换电路100正常工作时处于稳态的输出电压为20V，而在非稳态时，其实际的输出电压为19V，此时误差放大器420接收的第三参考电压Vref3＝20V，而误差信号(即实际的输出电压)为19V，因此误差放大器420将上述大小为1V的差值放大并作为err信号输出。
如图5所示的是一种锯齿波产生电路410的示意图。锯齿波产生电路410包括参考电流产生电路411，第一振荡电路412和第二振荡电路413。其中，参考电流产生电路411根据飞跨电容Cfly两端的飞跨电压Vfly以及输入电压Vin，产生第一参考电流Iref1和第二参考电流Iref2，上述Iref1和Iref2的电流差的值与上述飞跨电压Vfly和1/2倍输入电压Vin的电压差的值成正比。第二参考电压Vref2控制第一振荡电路412将上述第一参考电流Iref1转换为第一锯齿波信号Vsaw1，同时第二参考电压Vref2控制第二振荡电路413将上述第二参考电流Iref2转换为第二锯齿波信号Vsaw2，其中第一锯齿波信号Vsaw1上升的斜率slope1与第一参考电流Iref1的电流值成正比，第二锯齿波信号Vsaw2上升的斜率slope2与第二参考电流Iref2的电流值成正比，slope1-slope2与Iref1-Iref2成正比。
参考电流产生电路411可以为如图5所示的电路结构，包括转换电路Gm，分压电路DIV、第一电流源ib1和第二电流源ib2。分压电路DIV用于将输入电压Vin转换为1/2倍输入电压Vin。例如，将电阻R1和电阻R2串联，电阻R1的一端接收输入电压Vin，另一端与电阻R2的一端电连接于节点A，电阻R2的另一端与地端电连接。在一种可能的实施方式中，电阻R1和电阻R2的阻值相等，以在节点A获得一半的输入电压Vin，即1/2Vin。
转换电路Gm的两个输入端分别接收飞跨电容Cfly两端的电压Vfly和1/2倍输入电压1/2Vin，即节点A的电压，并将接收到的Vfly电压和1/2Vin的电压差转换为电流io1和电流io2，并通过节点B和节点C输出上述电流。电流io1和电流io2的大小相同，反向相反，且电流io1和电流io2的电流值与上述Vfly和1/2Vin的电压差值成正比。电流io1和电流io2的正负与Vfly和1/2Vin有关，具体来说，当Vfly＜1/2Vin，则电流io1和电流io2为正；当Vfly＞1/2Vin，则电流io1和电流io2为负；当Vfly＝1/2Vin，则电流io1和电流io2为0。需要注意的是，实际输入至转换电路Gm的电压也可以为kVfly和k/2Vin，k可以为正整数或其他的正数，本申请不对输入至转换电路Gm的具体电压做限定。转换电路Gm实际上是将Vfly和1/2Vin的电压差转换为两个方向相反的电流。例如，转换电路Gm可以将1/2Vfly和1/4Vin的电压差转换为电流io1和电流io2。
在一种可能的实施方式中，电流io1的方向为从转换电路Gm流向节点B，电流io2的方向相反，为从节点C流向转换电路Gm。第一电流源与节点B和地端电连接，提供到从节点B到地端的电流ib，因此输入到第一电流镜4121中的电流Iref1可以表达为：
Iref1＝ib-io1，
其中Iref1的电流方向为从第一电流镜4121到节点B；类似的，第二电流源与节点C和地端电连接，提供从地端到节点C的大小相等的电流ib，因此输入到第二电流镜4131中的电流Iref2可以表达为
Iref2＝ib+io2，
其中Iref2的电流方向为从第二电流镜4131到节点C。由于Iref2-Iref1＝io2+io1，而io1和io2均大小相等且与Vfly和1/2Vin的电压差值成正比，因此Iref2-Iref1与Vfly和1/2Vin的电压差值成正比。
如图5所示，第一振荡电路412包括第一电流镜4121和第一输出电路4122。其中，第一电流镜4121用于根据第一参考电流Iref1生成第一镜像电流Imr1，第一输出电路4122接收第一镜像电流Imr1，第二参考电压Vref2控制第一输出电路4122将第一镜像电流Imr1转换为第一锯齿波信号Vsaw1，Vsaw1的斜率slope1与Iref1成正比。相应的，第二振荡电路413包括第二电流镜4131和第二输出电路4132。其中，第二振荡电路413包括第二电流镜4131和第二输出电路4132。其中，第二电流镜4131用于根据第二参考电流Iref2生成第二镜像电流Imr2，第二输出电路4132接收第二镜像电流Imr2，第二参考电压Vref2控制第二输出电路4132将第二镜像电流Imr2转换为第二锯齿波信号Vsaw2，Vsaw2的斜率slope2与Iref2成正比。
第一电流镜4121和第二电流镜4131可以为如图5所示的电路结构。以第一电流镜4121为例进行说明。第一电流镜4121可以包括第一场效应管M1和第二场效应管M2，其中第一场效应管M1和第二场效应管M2的源极电连接并且与模拟电压源AVDD电连接，第一场效应管M1和第二场效应管M2的栅极电连接，第一场效应管M1的漏极与第一输出电路4122电连接，第二场效应管M2的栅极、漏极电连接于节点B。通过调节第一场效应管M1和第二场效应管M2的器件尺寸的比例，即沟道的宽长比(W/L)，来实现第一参考电流Iref1和第一镜像电流Imr1的电流值比例。例如，通过调节上述器件尺寸的比例，使得：
Imr1/Iref1＝Imr2/Iref2，
即第一参考电流Iref1和第二参考电流Iref2通过等比例的镜像得到相应的镜像电流。在一种可能的实施方式中，第一场效应管M1和第二场效应管M2的器件尺寸的比例为6∶1，即获得的第一镜像电流Imr1＝6Iref1。同样的，第二电流镜4131与第一电流镜4121有类似的结构，此处不再赘述。在一种可能的实施方式中，第三场效应管M3和第四场效应管M4的比例为6∶1，即获得的第二镜像电流Imr2＝6Iref2。需要注意的是，本申请不对第一电流镜4121和第二电流镜4131的具体结构做限定，它们可以是MOS管电流镜，BJT(BipolarJunction Transistor，双极结型晶体管)电流镜等。
第一输出电路4122和第二输出电路4132可以为如图5所示的电路结构。以第一输出电路4122为例进行说明。第一输出电路4122包括并联的第一锯齿波电容Csaw1和第一开关电路S1，其中，第一锯齿波电容Csaw1的一端在节点D接收第一电流镜4121输出的第一镜像电流Imr1，另一端接收第一参考电压Vref1，节点D上的电压即第一锯齿波电压Vsaw1。其中，第二参考电压Vref2用于控制第一开关电路S1的断开和闭合。同样的，第二输出电路4132与第一输出电路4122有类似的结构，包括并联的第二锯齿波电容Csaw2和第二开关电路S2，其中，第二锯齿波电容Csaw2的一端在节点E接收第二电流镜414输出的第二镜像电流Imr2，另一端接收第一参考电压Vref1，节点E上的电压即第二锯齿波电压Vsaw2。其中，第二参考电压Vref2用于控制第二关电路S2的断开和闭合。当第一锯齿波信号Vsaw1增大至Vref2时，第一开关电路S1闭合，此时第一锯齿波电容Csaw1放电，第一锯齿波信号Vsaw1下降，当第一锯齿波信号Vsaw1下降至Vref1时，第一开关电路断开；同样的，当第二锯齿波信号Vsaw2增大至Vref2时，第二开关电路S2闭合，此时第二锯齿波电容Csaw2放电，第二锯齿波信号Vsaw2下降，当第二锯齿波信号Vsaw2下降至Vref1时，第二开关电路断开。第一锯齿波电容Csaw1和第二锯齿波电容Csaw2的电容值相等，以使得在调节slope1和slope2时，上述两个斜率的变化是对称的。
以图6中的波形为例说明锯齿波产生电路410的工作原理。图6所示的波形图为锯齿波产生电路410处于稳态时的输入输出波形，此时第一锯齿波信号Vsaw1爬升的斜率slope1与第二锯齿波信号Vsaw2爬升的斜率slope2相等。
在T1～T3阶段，第一锯齿波信号Vsaw1和第二锯齿波信号Vsaw2分别以slope1和slope2的斜率爬升，且slope1＝slope2。由于Vsaw1信号高于err信号，经过第一电压比较器cmp1产生的pwm1信号为低电平。由于T1～T2期间Vsaw2信号低于err信号，因此经过第二电压比较器cmp2产生的pwm2信号为高电平。在T3时刻，第二锯齿波信号Vsaw2增大至第二参考电压Vref2，此时第一开关电路S1闭合，使得第一锯齿波信号Vsaw1迅速下降至第一参考电压Vref1。
在T3～T5阶段，第一锯齿波信号Vsaw1和第二锯齿波信号Vsaw2分别以slope1和slope2的斜率爬升，且slope1＝slope2。由于Vsaw2信号高于err信号，经过第二电压比较器cmp2产生的pwm2信号为低电平。由于T3～T4期间Vsaw1信号低于err信号，因此经过第一电压比较器cmp1产生的pwm1信号为高电平。在T5时刻，第一锯齿波信号Vsaw1增大至第二参考电压Vref2，，此时第二开关电路S1闭合，使得此时第二锯齿波信号Vsaw2迅速下降至第一参考电压Vref1。
如图6所示，当锯齿波产生电路410处于稳态时，第一锯齿波信号Vsaw1和第二锯齿波信号Vsaw2爬升的斜率相等，即slope1＝slope2，因此t1＝t2，所以pwm1信号和pwm2信号的占空比相同。
第一锯齿波信号Vsaw1和第二锯齿波信号Vsaw2爬升的斜率由第一锯齿波电容Csaw1、第二锯齿波电容Csaw2、ib、io1和io2确定。具体来说，第一锯齿波信号Vsaw1爬升的斜率slope1可以表示为：
Figure GPA0000293623490000141
第二锯齿波信号Vsaw2爬升的斜率slope2可以表示为：
Figure GPA0000293623490000142
由上述表达式可知，pwm1信号的频率可以表示为：
Figure GPA0000293623490000143
pwm2信号的频率可以表示为：
Figure GPA0000293623490000144
其中，io1＝io2，Csaw1＝Csaw2。
当输入至转换电路Gm的Vin/2＞Vfly时，io1和io2均为正；当Vin/2＜Vfly时，io1和io2均为负。当处于稳态，即Vin/2＝Vfly时，io1＝io2＝0，因此slope1＝slope2，从而实现pwm1信号和pwm2信号的占空比相同。因此，当Vfly＞Vin/2，io1＞0，io2＞0，则slope1＜slope2，此时slope1变大，同时slope2变小，直至slope1＝slope2，从而实现Vin/2＝Vfly。
通过如图7所示的波形图来说明控制电路400产生的pwm1信号和pwm2信号调节飞跨电容Cfly两端的电压Vfly的过程。控制电路400通过改变pwm1和pwm2的频率来调节pwm1信号和pwm2信号处于高电平的时间，从而改变飞跨电容Cfly的充放电时间，最终达到控制Vfly的目的。
例如，在T1时刻，飞跨电容Cfly两端的飞跨电压Vfly＞Vin/2，此时需要将此Vfly调低，以满足Vfly＝Vin/2。转换电路Gm检测到Vfly和Vin/2之间存在正电压差，根据该电压差产生电流io1和io2，从而产生Iref1和Iref2，进而产生Vsaw1信号和Vsaw2信号。由于电流io1和io2的电流差值与Vfly和Vin/2的电压差值成正比，而Vsaw1的斜率slope1和Vsaw2的斜率slope2的差与电流io1和io2的电流差值成正比，因此检测到的Vfly和Vin/2的正电压差值最终导致斜率slope1变大，同时使slope2变小，从而导致t1(t1＝T3-T1)变长而t2(t2＝T5-T3)变短。t1变长导致pwm1信号的频率变高，而t2变短导致pwm2信号的频率变低。在pwm1信号和pwm2信号的频率变化的同时，pwm1信号和pwm2信号的占空比保持不变，均为err/Vref2。因此，在上述过程中，通过调节pwm1信号和pwm2信号的频率，达到调节pwm1信号和pwm2信号处于高电平的时间，使得pwm1信号处于高电平的时间(T4-T3)变短，而pwm2信号处于高电平的时间(T2-T1)变长。
如前所述，在电压转换电路100中，当pwm1信号为高电平，pwm2信号为低电平时，飞跨电容Cfly处于充电状态，其两端的电压Vfly随时间而变大；当pwm1信号为低电平，pwm2信号为高电平时，飞跨电容Cfly处于放电状态，其两端的电压Vfly随时间而变小。当pwm1信号处于高电平的时间(T4-T3)变短，则飞跨电容Cfly的充电时间变短；相应的，pwm2信号处于高电平的时间(T2-T1)变长，则飞跨电容Cfly的放电时间变长。由于在短时间内，外围电感LL中的电流IL平均值可视为不变，因此飞跨电容Cfly充入的电荷变少，而放出的电荷变多。在一个完整的周期后，飞跨电容Cfly的电荷处于净流出的状态，因此其两端的电压Vfly下降，达到将飞跨电压Vf1调节至Vin/2的目的，如图7所示。由于pwm1信号和pwm2信号的占空比均保持不变，在T1时刻和T3时刻，外围电感电流IL不变，在T3时刻和T5时刻，外围电感电流IL也不变。因此，外围电感LL的充放电电荷与充电或放电的时间成正比，从而使得外围电感LL中的电感电流平均值保持不变。
如图8所示的是一种3阶升压电压转换电路800(BOOST DCDC)，用于将较低的输入电压Vin转换为电压较高的输出电压Vout，本申请实施例提供的控制电路400可以用于控制所述3阶升压电压转换电路800以实现电压的转换。3阶升压电压转换电路800的电路结构和工作原理与电压转换电路100类似，同样由控制电路400输出的pwm1信号和pwm2信号对开关Q1、开关Q2、开关Q3和开关Q4进行闭合和断开的控制，此处不再赘述。不同的是，电压转换电路800中外围电感LL和外围电容CL的电连接点与输入电压源Vin电连接，而开关Q1的漏极为产生输出电压Vout的节点。
需要注意的是，根据本申请实施例的控制电路400可以用于控制其他电压转换电路，包括且不仅限于电压转换电路100或电压转换电路800。该电压转换电路用于将输入电压转换为输出电压，该电压转换电路通过接收两个pwm信号来控制电压转化电路中开关的断开与闭合，从而输出稳定的输出电压。上述电压转换电路中包括一个飞跨电容(FlyCapacitor)，在上述开关断开与闭合的期间，上述输入电压对该飞跨电容进行充放电，以产生平稳的输出电压。
在本申请中，控制电路400可以被设置于电压转换设备中，以用于控制该电压转换设备中的电压转换电路，该电压转换设备可以是电池充电系统，或者设置于电池充电系统中的电池管理模块。如图9所示的是一种电池充电系统900，包括3阶降压电压转换电路100、控制电路400和稳压电路910。其中，稳压电路910接收外部交流电压源输出的交流电压，并将其转换为电压值较高的直流电压；控制电路400根据3阶降压电压转换电路100反馈的电压信号，输出两个pwm信号以控制电压转换电路100中的半导体开关的闭合和断开；3阶降压电压转换电路100接收上述直流电压，并根据pwm信号的控制输出电压值较低的直流电压至电池设备920中，以完成整个充电过程。
上述电压转换电路可以是3阶降压电压转换电路100，也可以是3阶升压电压转换电路800，或者其他类型的电压转换电路，本申请不对此做限定。在一种实施方式中，控制电路400可以作为分立器件设置于一个PCB(Printed Circuit Board，印制电路板)上，或被封装于一个ASIC(Application-Specific Integrated Circuit，专用集成电路)中。在另一种实施方式中，控制电路400和电压转换电路共同作为分离器件设置于一个PCB上，或共同被封装于一个ASIC中。
以上所述，仅为本申请的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (18)

1.一种控制电路，用于控制电压转换电路，其特征在于，所述控制电路包括：
锯齿波产生电路，用于接收第一参考电压、第二参考电压、飞跨电压和输入电压，根据所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差值控制第一斜率和第二斜率并产生第一锯齿波信号和第二锯齿波信号，其中当所述第一锯齿波信号以所述第一斜率增大至所述第二参考电压时，所述第二锯齿波信号下降至所述第一参考电压，当所述第二锯齿波信号以所述第二斜率增大至所述第二参考电压时，所述第一锯齿波信号下降至所述第一参考电压，所述第一斜率和所述第二斜率的差值通过所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差值确定，所述飞跨电压为所述电压转换电路的飞跨电容两端的电压，所述输入电压为所述电压转换电路的输入电压；
第一电压比较器，用于接收并比较所述第一锯齿波信号和调节电压，根据比较的结果产生第一脉冲宽度调制信号，所述调节电压用于表征所述电压转换电路在正常工作状态时偏离稳态的程度；
第二电压比较器，用于接收并比较所述第二锯齿波信号和所述调节电压，根据比较的结果产生第二脉冲宽度调制信号，所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号用于控制所述电压转换电路。
2.如权利要求1所述的控制电路，其特征在于，所述控制电路还包括误差放大器，所述误差放大器用于接收第三参考电压和反馈电压，得到所述第三参考电压和所述反馈电压的差值，放大所述第三参考电压和所述反馈电压的差值，并将放大后的所述第三参考电压和所述反馈电压的差值作为所述调节电压输出至所述第一电压比较器和所述第二电压比较器，其中所述反馈电压用于表征输出电压或输出电流的大小，所述输出电压为所述电压转换电路的输出电压，所述输出电流为所述电压转换电路的输出电流，所述第三参考电压用于表征所述电压转换电路正常工作时处于稳态的输出电压。
3.如权利要求2所述的控制电路，其特征在于，所述反馈电压等于所述电压转换电路的输出电压。
4.如权利要求1至3任意一项所述的控制电路，其特征在于，所述锯齿波产生电路包括：参考电流产生电路，用于接收所述飞跨电压和所述输入电压，将所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差转换为第一参考电流和第二参考电流，所述第一参考电流和所述第二参考电流的电流差的值与所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差的值成正比；
第一振荡电路，用于根据所述第二参考电压的控制，将所述第一参考电流转换为所述第一锯齿波信号；
第二振荡电路，用于根据所述第二参考电压的控制，将所述第二参考电流转换为所述第二锯齿波信号；
其中，所述第一锯齿波信号的第一斜率与所述第一参考电流成正比，所述第二锯齿波信号的第二斜率与所述第二参考电流成正比，所述第一斜率和所述第二斜率的差值与所述第一参考电流和所述第二参考电流的电流差值成正比。
5.如权利要求4所述的控制电路，其特征在于，所述参考电流产生电路与所述第一振荡电路电连接于第一节点，并与所述第二振荡电路电连接于第二节点，其中所述参考电流产生电路包括：
分压电路，用于将所述输入电压转换为1/2倍所述输入电压；
转换电路用于将所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的差值转换为电流大小相同的第一中间电流和第二中间电流，所述第一中间电流从所述转换电路流向所述第一节点，所述第二中间电流从所述第二节点流向所述转换电路；
第一电流源，用于提供从所述第一节点流向地端的第一电流源电流；
第二电流源，用于提供从所述第二节点流向所述地端的第二电流源电流，所述第一电流源电流与所述第二电流源电流的电流大小相同；
其中，通过所述第一电流源和所述转换电路共同作用在所述第一节点和所述第一振荡电路之间的通路上产生所述第一参考电流，并通过所述第二电流源和所述转换电路共同作用在所述第二节点和所述第二振荡电路之间的通路上产生所述第二参考电流。
6.如权利要求5所述的控制电路，其特征在于：
当所述飞跨电压小于1/2倍所述输入电压，所述转换电路进一步用于将所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差值转换为大小相同的正的所述第一中间电流和正的所述第二中间电流；
当所述飞跨电压大于1/2倍所述输入电压，所述转换电路进一步用于将所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差值转换为大小相同的负的所述第一中间电流和负的所述第二中间电流；
当所述飞跨电压等于1/2倍所述输入电压，所述转换电路进一步用于将所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差值转换为大小为0的所述第一中间电流和大小0为的所述第二中间电流。
7.如权利要求4所述的控制电路，其特征在于：
所述第一振荡电路包括第一电流镜、第一输出电路，其中所述第一电流镜用于根据所述第一参考电流按照第一比例产生第一镜像电流，所述第一输出电路用于根据所述第二参考电压的控制，将所述第一镜像电流转换为所述第一锯齿波信号；
所述第二振荡电路包括第二电流镜、第二输出电路，其中所述第二电流镜用于根据所述第二参考电流按照第二比例产生第二镜像电流，所述第二输出电路用于根据所述第二参考电压的控制，将所述第二镜像电流转换为所述第二锯齿波信号。
8.如权利要求7所述的控制电路，其特征在于，所述第一比例等于所述第二比例。
9.如权利要求7所述的控制电路，其特征在于：
所述第一输出电路包括并联的第一开关电路和第一锯齿波电容，其中所述第一锯齿波电容的一端与所述第一电流镜电连接以接收所述第一镜像电流并输出所述第一锯齿波信号，所述第一锯齿波电容的另一端接收所述第一参考电压，所述第二参考电压控制所述第一开关电路的断开与闭合；
所述第二输出电路包括并联的第二开关电路和第二锯齿波电容，其中所述第二锯齿波电容的一端与所述第二电流镜电连接以接收所述第二镜像电流并输出所述第二锯齿波信号，所述第二锯齿波电容的另一端接收所述第一参考电压，所述第二参考电压控制所述第二开关电路的断开与闭合，其中所述第一锯齿波电容与所述第二锯齿波电容的电容值相等。
10.如权利要求9所述的控制电路，其特征在于：
所述第二开关电路用于在所述第一锯齿波信号增大至所述第二参考电压时闭合，并在所述第二锯齿波信号下降至所述第一参考电压时断开；
所述第一开关电路用于在所述第二锯齿波信号增大至所述第二参考电压时闭合，并在所述第一锯齿波信号下降至所述第一参考电压时断开。
11.一种电压转换设备，其特征在于，所述电压转换设备包括电压转换电路和控制电路，所述电压转换电路用于根据第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号的控制将输入电压转换为输出电压，所述控制电路用于控制所述电压转换电路，其中所述控制电路包括：
锯齿波产生电路，用于接收第一参考电压、第二参考电压、飞跨电压和输入电压，根据所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差值控制第一斜率和第二斜率并产生第一锯齿波信号和第二锯齿波信号，其中当所述第一锯齿波信号以所述第一斜率增大至所述第二参考电压时，所述第二锯齿波信号下降至所述第一参考电压，当所述第二锯齿波信号以所述第二斜率增大至所述第二参考电压时，所述第一锯齿波信号下降至所述第一参考电压，所述第一斜率和所述第二斜率的差值通过所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差值确定，所述飞跨电压为所述电压转换电路的飞跨电容两端的电压，所述输入电压为所述电压转换电路的输入电压；
第一电压比较器，用于接收并比较所述第一锯齿波信号和调节电压，根据比较的结果产生第一脉冲宽度调制信号，所述调节电压用于表征所述电压转换电路在正常工作状态时偏离稳态的程度；
第二电压比较器，用于接收并比较所述第二锯齿波信号和所述调节电压，根据比较的结果产生第二脉冲宽度调制信号，所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号用于控制所述电压转换电路。
12.如权利要求11所述的电压转换设备，其特征在于，所述控制电路还包括误差放大器，所述误差放大器用于接收第三参考电压和反馈电压，得到所述第三参考电压和所述反馈电压的差值，放大所述第三参考电压和所述反馈电压的差值，并将放大后的所述第三参考电压和所述反馈电压的差值作为所述调节电压输出至所述第一电压比较器和所述第二电压比较器，其中所述反馈电压用于表征输出电压或输出电流的大小，所述输出电压为所述电压转换电路的输出电压，所述输出电流为所述电压转换电路的输出电流，所述第三参考电压用于表征所述电压转换电路正常工作时处于稳态的输出电压。
13.如权利要求12所述的电压转换设备，其特征在于，所述反馈电压等于所述电压转换电路的输出电压。
14.如权利要求11至13任意一项所述的电压转换设备，其特征在于，所述锯齿波产生电路包括：
参考电流产生电路，用于接收所述飞跨电压和所述输入电压，将所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差转换为第一参考电流和第二参考电流，所述第一参考电流和所述第二参考电流的电流差的值与所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差的值成正比；
第一振荡电路，用于根据所述第二参考电压的控制，将所述第一参考电流转换为所述第一锯齿波信号；
第二振荡电路，用于根据所述第二参考电压的控制，将所述第二参考电流转换为所述第二锯齿波信号；
其中，所述第一锯齿波信号的第一斜率与所述第一参考电流成正比，所述第二锯齿波信号的第二斜率与所述第二参考电流成正比，所述第一斜率和所述第二斜率的差值与所述第一参考电流和所述第二参考电流的电流差值成正比。
15.一种电池充电系统，其特征在于，所述电池充电系统包括电压转换电路、控制电路和稳压电路，所述稳压电路用于将交流电压转换为所述电压转换电路的输入电压并输入至所述电压转换电路，所述电压转换电路用于根据第一脉冲宽度调制信号和第二脉冲宽度调制信号的控制将所述输入电压转换为输出电压并输出至电池设备，所述控制电路用于控制所述电压转换电路，其中所述控制电路包括：
锯齿波产生电路，用于接收第一参考电压、第二参考电压、飞跨电压和输入电压，根据所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差值控制第一斜率和第二斜率并产生第一锯齿波信号和第二锯齿波信号，其中当所述第一锯齿波信号以所述第一斜率增大至所述第二参考电压时，所述第二锯齿波信号下降至所述第一参考电压，当所述第二锯齿波信号以所述第二斜率增大至所述第二参考电压时，所述第一锯齿波信号下降至所述第一参考电压，所述第一斜率和所述第二斜率的差值通过所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差值确定，所述飞跨电压为所述电压转换电路的飞跨电容两端的电压，所述输入电压为所述电压转换电路的输入电压；
第一电压比较器，用于接收并比较所述第一锯齿波信号和调节电压，根据比较的结果产生第一脉冲宽度调制信号，所述调节电压用于表征所述电压转换电路在正常工作状态时偏离稳态的程度；
第二电压比较器，用于接收并比较所述第二锯齿波信号和所述调节电压，根据比较的结果产生第二脉冲宽度调制信号，所述第一脉冲宽度调制信号和所述第二脉冲宽度调制信号用于控制所述电压转换电路。
16.如权利要求15所述的电池充电系统，其特征在于，所述控制电路还包括误差放大器，所述误差放大器用于接收第三参考电压和反馈电压，得到所述第三参考电压和所述反馈电压的差值，放大所述第三参考电压和所述反馈电压的差值，并将放大后的所述第三参考电压和所述反馈电压的差值作为所述调节电压输出至所述第一电压比较器和所述第二电压比较器，其中所述反馈电压用于表征输出电压或输出电流的大小，所述输出电压为所述电压转换电路的输出电压，所述输出电流为所述电压转换电路的输出电流，所述第三参考电压用于表征所述电压转换电路正常工作时处于稳态的输出电压。
17.如权利要求16所述的电池充电系统，其特征在于，所述反馈电压等于所述电压转换电路的输出电压。
18.如权利要求15至17任意一项所述的电池充电系统，其特征在于，所述锯齿波产生电路包括：
参考电流产生电路，用于接收所述飞跨电压和所述输入电压，将所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差转换为第一参考电流和第二参考电流，所述第一参考电流和所述第二参考电流的电流差的值与所述飞跨电压和1/2倍所述输入电压的电压差的值成正比；
第一振荡电路，用于根据所述第二参考电压的控制，将所述第一参考电流转换为所述第一锯齿波信号；
第二振荡电路，用于根据所述第二参考电压的控制，将所述第二参考电流转换为所述第二锯齿波信号；
其中，所述第一锯齿波信号的第一斜率与所述第一参考电流成正比，所述第二锯齿波信号的第二斜率与所述第二参考电流成正比，所述第一斜率和所述第二斜率的差值与所述第一参考电流和所述第二参考电流的电流差值成正比。
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Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112747797A (zh) * 2020-12-31 2021-05-04 金卡智能集团股份有限公司 流量计量电路
CN113839454B (zh) * 2021-11-26 2022-03-11 广东希荻微电子股份有限公司 一种电压转换系统与充电器
KR102616623B1 (ko) * 2022-12-06 2023-12-21 (주)실리콘스타 멀티 레벨 dc/dc 컨버터의 플라잉 커패시터 밸런싱 회로 및 이를 구비한 멀티 레벨 dc/dc 컨버터
CN116388615B (zh) * 2023-06-03 2023-09-01 晶艺半导体有限公司 直流无刷电机折线调速控制电路和方法
CN116780903B (zh) * 2023-08-18 2023-10-27 上海英联电子科技有限公司 一种直流电压转换电路及芯片
KR102624425B1 (ko) * 2023-10-25 2024-01-12 (주)실리콘스타 웨어러블 어플리케이션을 위한 인덕터리스 컨버터

Citations (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101107772A (zh) * 2005-11-25 2008-01-16 株式会社理光 同步整流开关调节器、其控制电路，及控制其操作的方法
CN101611532A (zh) * 2006-12-22 2009-12-23 沃福森微电子股份有限公司 电荷泵电路及其运行方法
CN101764514A (zh) * 2008-12-22 2010-06-30 联发科技股份有限公司 电压转换器和电压产生方法
CN102332818A (zh) * 2011-09-13 2012-01-25 天津大学 一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法
CN102629836A (zh) * 2012-04-23 2012-08-08 山东大学 一种新的两级式交流光伏模块
CN102969765A (zh) * 2012-11-13 2013-03-13 深圳市博驰信电子有限责任公司 一种恒流恒压充电控制电路
CN103259436A (zh) * 2013-05-21 2013-08-21 合肥工业大学 混合箝位型五电平变流器及其控制方法
US8669744B1 (en) * 2011-02-15 2014-03-11 Vlt, Inc. Adaptive control of switching losses in power converters
CN103872920A (zh) * 2014-03-13 2014-06-18 北京理工大学 隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法
CN104937847A (zh) * 2012-11-15 2015-09-23 密克罗奇普技术公司 斜率补偿模块
CN105450015A (zh) * 2014-09-24 2016-03-30 罗姆股份有限公司 电流模式控制型开关电源装置
CN106685219A (zh) * 2017-02-28 2017-05-17 华为技术有限公司 电压转换器及其控制方法和电压转换系统
CN107017770A (zh) * 2017-05-24 2017-08-04 重庆大学 三电平DC‑DC buck变换器的二阶滑模控制及飞跨电容电压平衡方法
CN107251398A (zh) * 2015-02-11 2017-10-13 施耐德电气It公司 Dc‑dc转换器
CN107910937A (zh) * 2017-10-12 2018-04-13 廊坊英博电气有限公司 一种基于铁路试验线牵引变电所再生制动地面吸收装置的控制装置及方法
CN107959435A (zh) * 2018-01-09 2018-04-24 青岛大学 带储能设备的同时供电反激周波变换型单级多输入逆变器

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090033293A1 (en) * 2007-08-01 2009-02-05 Intersil Americas Inc. Voltage converter with combined capacitive voltage divider, buck converter and battery charger
US7746129B2 (en) * 2008-04-04 2010-06-29 Freescale Semiconductor, Inc. Ultra low power servo-controlled single clock ramp generator with amplitude independent to clock frequency
TWI466424B (zh) * 2012-07-20 2014-12-21 Upi Semiconductor Corp 直流對直流控制器與轉換器
CN104283417B (zh) * 2013-07-12 2017-06-27 华硕电脑股份有限公司 多相降压直流转换器
JP2016048174A (ja) * 2014-08-27 2016-04-07 株式会社デンソー 電圧監視装置
CN104410258B (zh) * 2014-12-17 2018-11-06 南京航空航天大学 一种基于飞跨电容多步放电的电荷泵纹波抑制方法
CN104901538B (zh) * 2015-05-29 2018-02-13 重庆大学 三电平DC‑DC buck变换器的二阶滑模控制器及飞跨电容电压平衡方法
TWI769160B (zh) * 2016-06-03 2022-07-01 美商英特矽爾美國有限公司 用以軟啟動大功率電荷泵的方法、電路，及電子系統
CN107181407A (zh) * 2017-05-24 2017-09-19 重庆大学 三电平DC‑DC buck变换器的分段滑模控制及飞跨电容电压平衡方法

Patent Citations (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101107772A (zh) * 2005-11-25 2008-01-16 株式会社理光 同步整流开关调节器、其控制电路，及控制其操作的方法
CN101611532A (zh) * 2006-12-22 2009-12-23 沃福森微电子股份有限公司 电荷泵电路及其运行方法
CN101764514A (zh) * 2008-12-22 2010-06-30 联发科技股份有限公司 电压转换器和电压产生方法
US8669744B1 (en) * 2011-02-15 2014-03-11 Vlt, Inc. Adaptive control of switching losses in power converters
CN102332818A (zh) * 2011-09-13 2012-01-25 天津大学 一种三电平大降压直流变换器及其脉冲宽度调制方法
CN102629836A (zh) * 2012-04-23 2012-08-08 山东大学 一种新的两级式交流光伏模块
CN102969765A (zh) * 2012-11-13 2013-03-13 深圳市博驰信电子有限责任公司 一种恒流恒压充电控制电路
CN104937847A (zh) * 2012-11-15 2015-09-23 密克罗奇普技术公司 斜率补偿模块
CN103259436A (zh) * 2013-05-21 2013-08-21 合肥工业大学 混合箝位型五电平变流器及其控制方法
CN103872920A (zh) * 2014-03-13 2014-06-18 北京理工大学 隔离式双向三电平变换器的漏感电流直接斜率控制方法
CN105450015A (zh) * 2014-09-24 2016-03-30 罗姆股份有限公司 电流模式控制型开关电源装置
CN107251398A (zh) * 2015-02-11 2017-10-13 施耐德电气It公司 Dc‑dc转换器
CN106685219A (zh) * 2017-02-28 2017-05-17 华为技术有限公司 电压转换器及其控制方法和电压转换系统
CN107017770A (zh) * 2017-05-24 2017-08-04 重庆大学 三电平DC‑DC buck变换器的二阶滑模控制及飞跨电容电压平衡方法
CN107910937A (zh) * 2017-10-12 2018-04-13 廊坊英博电气有限公司 一种基于铁路试验线牵引变电所再生制动地面吸收装置的控制装置及方法
CN107959435A (zh) * 2018-01-09 2018-04-24 青岛大学 带储能设备的同时供电反激周波变换型单级多输入逆变器

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Buck三电平变换器的PWM滑膜控制;黄勤等;《计算机工程与应用》;20151231;第256-260页 *

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