CN117578898A - 一种am-mmc的桥臂独立调制方法及控制系统 - Google Patents
一种am-mmc的桥臂独立调制方法及控制系统 Download PDFInfo
- Publication number
- CN117578898A CN117578898A CN202311579981.5A CN202311579981A CN117578898A CN 117578898 A CN117578898 A CN 117578898A CN 202311579981 A CN202311579981 A CN 202311579981A CN 117578898 A CN117578898 A CN 117578898A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- bridge arm
- submodules
- modulation
- bridge
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 35
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 45
- 238000012163 sequencing technique Methods 0.000 claims abstract description 14
- 230000002829 reductive effect Effects 0.000 claims description 26
- 238000009825 accumulation Methods 0.000 claims description 17
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 13
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 4
- 238000004590 computer program Methods 0.000 claims description 4
- 238000013461 design Methods 0.000 abstract description 13
- 230000008878 coupling Effects 0.000 abstract description 5
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 abstract description 5
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 abstract description 5
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 11
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 9
- 230000001174 ascending effect Effects 0.000 description 7
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 6
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 238000005457 optimization Methods 0.000 description 5
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 4
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 3
- 230000000670 limiting effect Effects 0.000 description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 2
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 1
- 230000016507 interphase Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000036961 partial effect Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 230000000452 restraining effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 108010021724 tonin Proteins 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
- H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
-
- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
本发明提出了一种AM‑MMC的桥臂独立调制方法及系统，属于多电平换流器桥臂调制技术领域，解决了目前的换流器参数优化设计困难、桥臂间能量耦合带来的电容电压波动较大及环流较大等问题，包括：确定桥臂复用型模块化多电平换流器等效上、下桥臂子模块投入数量，并判断复用模式；根据调制比例系数控制环节计算比例系数，基于比例系数计算桥臂复用型模块化多电平换流器的三个桥臂投入子模块的数量，同时将三个桥臂内子模块电容电压进行排序构成序列；根据复用模式及三个桥臂内电流方向从对应的桥臂内子模块排序后的序列中确定选择的每个桥臂的子模块。
Description
技术领域
本发明属于多电平换流器桥臂调制技术领域，尤其涉及一种AM-MMC的桥臂独立调制方法及系统。
背景技术
本部分的陈述仅仅是提供了与本发明相关的背景技术信息，不必然构成在先技术。
模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)凭借电压质量高、控制灵活及易于拓展的优势已在多项柔直工程中获得应用，有望成为未来高压直流输电、直流配电以及多能源互联系统中的主流换流器拓扑。相比于传统的两电平和三电平换流器，MMC采用“模块化”思想在优化运行性能的同时也使用了更多的电容器、功率半导体开关和散热设备。以某一项目的±500kV柔性直流电网为例，四个换流站中每个桥臂均配备了244个子模块，换流站投资成本、体积和重量明显增加。随着实际工程应用的增加，MMC的轻型化需求逐渐凸显，是其工程推广应用中面临的瓶颈问题。电容器作为MMC的重要组成部分，在换流站投资成本与体积重量方面占比较大，是MMC轻型化研究的主要目标。
桥臂复用型模块化多电平换流器(arm multiplexing modular multilevelconverter，AM-MMC)基于“分时复用”思想改进传统MMC拓扑结构，引入复用桥臂及桥臂切换开关，提高了子模块利用率，与MMC相比子模块装配数最多可减少25%，有效推进了模块化多电平换流器的轻型化设计。
目前桥臂复用型MMC在调制策略及参数优化设计方面存在一定的不足，现有文献中存在仅将适用于MMC的NLM调制策略及CPS调制策略经简单改进后，移植到了AM-MMC中，导致参数优化设计困难、桥臂间能量耦合带来的电容电压波动较大及环流较大等问题，增加了换流器器件选型压力，增加了阀体造价和体积。因此，为推动AM-MMC投入工程应用，需着重对其调制策略进行改进，并对参数进行优化设计。
发明内容
为克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种AM-MMC的桥臂独立调制方法及控制系统，在确保换流器能力的前提下，拓宽了换流器的参数设计范围，降低了AM-MMC中间桥臂子模块电容容值需求，并有效抑制了相单元中二倍频环流，进而降低了桥臂电流的大小及对于器件的参数要求。
为实现上述目的，本发明的一个或多个实施例提供了如下技术方案：
第一方面，公开了一种AM-MMC的桥臂独立调制方法，包括：
桥臂复用型模块化多电平换流器等效上、下桥臂子模块投入数量，并判断复用模式；
根据调制比例系数控制环节计算比例系数，基于比例系数计算桥臂复用型模块化多电平换流器的三个桥臂的调制波及投入子模块的数量，同时将三个桥臂内子模块电容电压进行排序构成序列；
对于选定各自桥臂所投入子模块，基于各自桥臂电流方向，所需要投入的子模块数及排序序列确定。
作为进一步的技术方案，对于等效上桥臂调制波，若对应投入子模块数量大于N/2，或等于N/2且上一控制周期投入子模块数量为N/2-1，即处于波形的上升区段，所需投入的子模块一定在递增，则处于上桥臂复用模式，投入的子模块由上桥臂和中桥臂共同承担；此时等效下桥臂调制波对应投入的子模块数量一定小于N/2，或等于N/2且上一控制周期投入子模块数量为N/2+1，即处于波形的下降区段，所需投入的子模块一定在递减，下桥臂独自即可完成调制工作。
对于等效下桥臂调制波，若投入子模块数量大于N/2，或等于N/2且上一控制周期投入子模块数量为N/2-1，即处于波形的上升区段，所需投入的子模块一定在递增，则处于下桥臂复用模式，投入的子模块由中桥臂和下桥臂共同承担；此时等效上桥臂调制波对应投入的子模块数量一定小于N/2，或等于N/2且上一控制周期投入子模块数量为N/2+1，即处于波形的下降区段，所需投入的子模块一定在递减，上桥臂独自即可完成调制工作。
作为进一步的技术方案，以三个桥臂的电容电压平均值为控制量，来确定调制比例系数，此系数用于将等效桥臂的调制波划分成三个桥臂独立的调制波，同时计算三个桥臂投入的子模块数量。
作为进一步的技术方案，取得桥臂内子模块电容电压的平均值与额定值的偏差量，若桥臂内电容电压的平均值大于设定的额定值，减小比例系数，即减小此桥臂输出电压波形占等效桥臂调制波形比例的方式减少能量积累。而对于相单元而言，当某一桥臂能量积累过多时，一定存在能量积累过少的桥臂。电容电压平均值会直接指示出能量积累较少的桥臂，通过增大比例系数，即增大此桥臂输出电压波形占等效桥臂调制波形比例的方式增加能量积累，通过对三个桥臂的调制波比例系数取和求平均值的方法进行修正，即可得到当前状态下最适合的调制比例系数。
作为进一步的技术方案，所述比例系数为0-1之间的小数。
作为进一步的技术方案，计算三个桥臂投入子模块的数量时，具体公式为：
上桥臂复用模式时，比例系数在与等效桥臂调制波对应的投入子模块数N pj相乘之后，进行round取整计算，若取整计算结果小于等于N/2，则保留结果作为上桥臂投入的子模块数N uj；
若取整计算结果大于N/2，但桥臂仅能提供N/2个子模块，则取N/2作为上桥臂投入的子模块数N uj；
中间桥臂投入的子模块数N mj由等效桥臂子模块数N pj与上桥臂子模块数N uj作差取得。
第二方面，公开了桥臂复用型模块化多电平换流器的桥臂独立调制的控制系统，包括：
复用模式判断模块，被配置为：确定桥臂复用型模块化多电平换流器等效上、下桥臂子模块投入数量，并判断复用模式；
三个桥臂投入子模块的数量确定模块，被配置为：根据调制比例系数控制环节计算比例系数，基于比例系数计算桥臂复用型模块化多电平换流器的三个桥臂投入子模块的数量，同时将三个桥臂内子模块电容电压进行排序构成序列；
每个桥臂的子模块确定模块，被配置为：根据复用模式及三个桥臂内电流方向从对应的桥臂内子模块排序后的序列中确定选择的每个桥臂的子模块。
以上一个或多个技术方案存在以下有益效果：
本发明技术方案的桥臂独立调制方法，通过桥臂及电容的能量约束关系，引入了调制比例系数，通过单独控制三个桥臂调制波，即控制输出电压波形的方式，解决了相间的能量均衡问题，使得电容电压排序仅需完成桥臂内子模块电容电压均衡工作。
本发明附加方面的优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。
附图说明
构成本发明的一部分的说明书附图用来提供对本发明的进一步理解，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。
图1为本发明实施例桥臂复用型MMC拓扑结构示意图；
图2 为本发明实施例桥臂复用型MMC的NLM调制策略流程图；
图3为本发明实施例基于NLM调制策略的AM-MMC桥臂投入子模块数示意图；
图4为本发明实施例独立调制策略控制器框图；
图5为本发明实施例基于独立调制策略的AM-MMC桥臂投入子模块数示意图；
图6为本发明实施例独立调制策略流程图；
图7（a）基于NLM调制策略的降容AM-MMC功率波形；
图7（b）基于NLM调制策略的降容AM-MMC直流电压电流及交流电压电流波形；
图7（c）基于NLM调制策略的降容AM-MMC电容电压及桥臂电流波形
图8（a）功率波形；
图8（b）直流电压电流波形；
图8（c）交流电压电流波形；
图8（d）电容电压波形
图8（e）上桥臂输出电压、电流、功率及能量波形；
图8（f）中桥臂输出电压、电流、功率及能量波形
图8（g） 比例系数α；
图9 桥臂电流及环流波形。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是示例性的，旨在对本发明提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本发明所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本发明的示例性实施方式。
在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
通过对模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)进行轻型化设计，桥臂复用型模块化多电平换流器(arm multiplexing modular multilevelconverter，AM-MMC)，其基于“分时复用”思想，引入了中间复用桥臂，通过桥臂切换开关的动作等效传统MMC的工作模式，子模块装配数减少25%，子模块利用率由原来的50%提升至66.7%，已成为柔性直流输电系统的首选轻型化换流器拓扑。
实施例一
本实施例公开了一种AM-MMC的桥臂独立调制方法，为了更清楚的阐述本实施例，首先介绍关于AM-MMC拓扑结构及NLM调制策略：
传统MMC每个相单元由2N个子模块串联构成，以子模块数量的中点为交流侧引出点，即上、下桥臂各包含N个子模块。在正常运行时，相单元投入的子模块数量恒为N，由上、下桥臂共同承担并通过投入数量的区分生成阶梯波。当上桥臂所需投入的子模块数N u小于等于N/2时，下桥臂所需投入的子模块数N d一定大于等于N/2，上桥臂至少有N/2个闲置的子模块可以作为复用桥臂划分至下桥臂共同完成调制工作；同理，当N d小于等于N/2时，N u一定大于等于N/2，上述复用桥臂可以划分至上桥臂参与调制。因此，可以将传统MMC的相单元划分为三个桥臂，每个桥臂由N/2个子模块串联组成，与常规MMC每相单元包含2N个子模块相比，AM-MMC每相单元仅需3N/2个子模块，子模块数可节省25%，有效实现了轻型化目标。为了完成复用桥臂的划分工作，同时需要引入桥臂切换开关以完成上述的桥臂复用工作，AM-MMC的拓扑结构如附图1所示。
以A相为例介绍AM-MMC拓扑结构，传统MMC上、下桥臂各包含一个桥臂电感，为保证在复用工作时等效桥臂中恒定包含一个桥臂电感，AM-MMC中相单元两个桥臂电感分别与上、下两个桥臂串联，公共桥臂内不设置桥臂电感。上桥臂与公共桥臂连接点、公共桥臂与下桥臂连接点分别为交流连接端口a1和a2，二者分别经过桥臂切换开关K a1和K a2连接至交流电网。通过控制桥臂切换开关的通断，公共桥臂可分别与上、下桥臂串联构成等效上桥臂和等效下桥臂。
适用于AM-MMC的NLM调制策略：
在高压直流输电领域，由于子模块数量众多，换流器多采用NLM调制策略，在保证电压质量的同时降低了控制难度与运算复杂度。适用于AM-MMC的NLM调制策略，对相电压的调制转化为等效上桥臂和等效下桥臂的调制，与传统MMC的NLM调制策略相比，额外需要桥臂切换开关动作以组成等效桥臂，然后以等效上桥臂+下桥臂或上桥臂+等效下桥臂的组合满足调制需求，经过round(x)函数取整后转换为桥臂投入子模块数指令值。
(1)
在电容电压均衡策略方面，与传统MMC对上、下桥臂内固定的子模块电容电压序列进行排序稍有不同，AM-MMC中参与排序的子模块由复用模式决定，当A相相单元运行于上桥臂复用模式时，A相上桥臂需要投入的N pj个子模块将根据上桥臂电流方向对等效上桥臂中共计N个子模块进行排序后选出；A相下桥臂需要投入的N nj个子模块将根据下桥臂电流方向对下桥臂中共计N/2个子模块进行排序后选出。当相单元运行于下桥臂复用模式时方法类似，NLM电容电压均衡流程图如附图2所示。
基于NLM调制策略的AM-MMC存在的问题：
对于以MMC为代表的电压源型换流器，在稳定运行期间，从换流器整体到每个相单元，再到每个桥臂和子模块，都仅作为能量交换的载体，即周期内吸收和释放的能量平衡。换流器满足能量平衡约束的外在特征是子模块电容电压以额定值为基准周期波动，调制策略中均会涉及电容电压均衡排序算法，以满足上述能量平衡要求。在传统MMC中，以A相为例，上、下桥臂的电流可以表示为：
(2)
其中I dc为直流侧电流，I m为交流侧A相电流幅值，I 2f为二倍频环流幅值，φ和φ2f分别是相电流和二倍频环流的相位。
上、下桥臂的电压可以表示为：
(3)
其中U dc是直流侧电压，m为调制比。因此，在MMC中，除相位外，上、下桥臂的功率特征是完全一致的，能够自然实现平衡。
在换流器参数一致的情况下，AM-MMC等效桥臂的桥臂电压、桥臂电流及功率与传统MMC桥臂对应电气量的特征及大小完全一致。
而基于NLM调制策略的AM-MMC中存在一定的局限性，通过上述对于AM-MMC的工作原理的描述，中间桥臂在一个工频周期内会先后参与到等效上桥臂、等效下桥臂的调制工作中，而上、下桥臂在一个工频周期中存在两种不同工况，即独立运行模式和等效桥臂运行模式。中间桥臂子模块的利用率较高、能量交换更加频繁，称之为高利用率桥臂；上、下桥臂的工况及对应电气量完全对称，一个周期内子模块的平均利用率偏低，称之为低利用率桥臂。在基于“分时复用”思想改进的AM-MMC中，三个桥臂可以分为两组，在运行过程中需要同时满足桥臂间能量平衡条件。因此，适用于AM-MMC的NLM调制策略，在针对等效桥臂进行电容电压排序工作时，同时兼顾了两个功能：①实现相间子模块电容电压的均衡；②通过将上、中/中、下桥臂子模块电容电压约束在同一水平的方式，实现三个桥臂间的能量均衡。而通过电容电压均衡排序的方式实现桥臂间能量均衡，会直接导致桥臂电压波形失去规律性，仿真结果如附图3所示。
在上述的适用于AM-MMC的NLM调制策略中，平衡中间桥臂和上、下桥臂的能量仅依靠组成等效桥臂时的电容电压均衡排序完成，使得高利用率和低利用率桥臂之间存在较强的能量耦合关系。这使得AM-MMC电容电感的参数设计相对局限，运行过程中三个桥臂的电容电压波动较大，进一步带来了相单元二倍频环流较大的问题，大大增加了器件的选型压力。
本发明技术方案针对适用于桥臂复用型模块化多电平换流器(arm multiplexingmodular multilevel converter， AM-MMC)的传统最近电平逼近调制策略(nearest levelmodulation, NLM)的局限性进行创新，提出了桥臂独立调制策略。基于NLM的AM-MMC，电容电压排序过程中同时兼顾桥臂间能量均衡及桥臂内能量均衡两部分工作，因此使得桥臂间存在较强的能量耦合关系，进一步导致AM-MMC参数设计相对局限，在可以稳定运行的参数下，三个桥臂的电容电压波动较大，相单元二倍频环流较大，增加了器件的选型压力。而采用本发明所提出的桥臂独立调制策略，在确保换流器能力的前提下，拓宽了换流器的参数设计范围，降低了AM-MMC中间桥臂子模块电容容值需求，并有效抑制了相单元中二倍频环流，进而降低了桥臂电流的大小及对于器件的参数要求。
参见附图6所示，本实施例公开的一种AM-MMC的桥臂独立调制方法，具体步骤为：
步骤一：根据式(1)确定等效上、下桥臂子模块投入数量，并判断复用模式。
其中，复用模式包括上桥臂复用模式是指中间桥臂复用至上桥臂，通过控制Ka1关断，Ka2导通，从引出点va来看中间桥臂与上桥臂是含有N个子模块的桥臂整体，这一工作状态称为上桥臂复用模式；
下桥臂复用模式即中间桥臂复用至下桥臂，通过控制Ka2关断，Ka1导通，从引出点va来看中间桥臂与下桥臂是含有N个子模块的桥臂整体，这一工作状态称为下桥臂复用模式。
对于等效上桥臂调制波，若对应投入子模块数量大于N/2，或等于N/2且上一控制周期投入子模块数量为N/2-1，即处于波形的上升区段，所需投入的子模块一定在递增，则处于上桥臂复用模式，投入的子模块由上桥臂和中桥臂共同承担；此时等效下桥臂调制波对应投入的子模块数量一定小于N/2，或等于N/2且上一控制周期投入子模块数量为N/2+1，即处于波形的下降区段，所需投入的子模块一定在递减，下桥臂独自即可完成调制工作。
对于等效下桥臂调制波，若投入子模块数量大于N/2，或等于N/2且上一控制周期投入子模块数量为N/2-1，即处于波形的上升区段，所需投入的子模块一定在递增，则处于下桥臂复用模式，投入的子模块由中桥臂和下桥臂共同承担；此时等效上桥臂调制波对应投入的子模块数量一定小于N/2，或等于N/2且上一控制周期投入子模块数量为N/2+1，即处于波形的下降区段，所需投入的子模块一定在递减，上桥臂独自即可完成调制工作。
步骤二：根据调制比例系数控制环节计算比例系数α，基于式(4)计算三个桥臂投入子模块的数量，同时将三个桥臂内子模块电容电压进行排序构成序列Xu、Xm、Xd。
其中，子模块电容电压表示的是：当前子模块的电容电压值，以上桥臂为例举例说明，假如存在5个子模块，各自对应电容电压值分别是SM1-3V、SM2-4V、SM3-5V、SM4-2V、SM5-1V，排序即按照升序或降序排列，SM5-1V<SM4-2V<SM1-3V<SM2-4V<SM3-5V。
当此桥臂需要投入一个子模块时，根据桥臂电流方向，如电流大于0，投入的子模块的电容会充电，为了维持整个桥臂电容电压的平衡，优先选择低电压的子模块（SM5-1V）投入；如电流小于0，投入的子模块的电容会放电电，为了维持整个桥臂电容电压的平衡，优先选择高电压的子模块（SM3-5V）投入。
步骤三：根据桥臂内电流方向确定选择子模块的方式。
对上桥臂，若电流i uj正向，子模块电容处于充电状态，优先投入电压较低的N uj个子模块；若电流i uj反向，子模块电容处于放电状态，优先投入电压较高的N uj个子模块，其余两个桥臂子模块选择方式同理。
具体的，对中桥臂，若电流i mj正向，子模块电容处于充电状态，优先投入电压较低的N mj个子模块；若电流i mj反向，子模块电容处于放电状态，优先投入电压较高的N mj个子模块。
对下桥臂，若电流i dj正向，子模块电容处于充电状态，优先投入电压较低的N dj个子模块；若电流i dj反向，子模块电容处于放电状态，优先投入电压较高的N dj个子模块。
关于调制比例系数：
为保证AM-MMC三个桥臂的能量平衡，所提出独立调制策略以三个桥臂的电容电压平均值为控制量，来确定调制比例系数，此系数用于将等效桥臂的调制波划分成三个桥臂独立的调制波，控制器如附图4所示。
在附图4所示的控制框图中，U Cref *表示额定电容电压值，即需要将桥臂电容电压均控制在额定值附近，U Cav_a_up表示a相上桥臂N/2个子模块电容电压的平均值，U Cav_a_mid表示a相中桥臂N/2个子模块电容电压的平均值，U Cav_a_down表示a相下桥臂N/2个子模块电容电压的平均值。比上/下桥臂对应的比例系数为α，中间桥臂对应的比例系数为1-α，因此上下桥臂可以直接得到比例系数α，中间桥臂得出的系数需要通过1-（1-α）得出比例系数α的值。通过PI及限幅控制后，限幅控制器会将PI环节输出的桥臂比例系数约束在0-1之间，三个桥臂的比例系统通过加和取平均值的方式取得当前状态最适合的系数。
A相调制波U a_ref基于式（1）可以得到等效上桥臂投入子模块数量N a_equ_up，等效下桥臂投入子模块数量N a_equ_down和复用模式，在基于式（4）即可得到上中下桥臂投入的子模块数量N a_up，N a_middle和N a_down。
比例系数α能够决定在上、中桥臂共同组成等效上桥臂时，上桥臂调制波占等效上桥臂调制波的比例，中桥臂调制波的比例为1-α，下桥臂独自即可完成调制工作，其调制波即等效下桥臂调制波；中、下桥臂共同组成等效下桥臂时，比例系数α为下桥臂调制波占等效下桥臂调制波的比例，同样中桥臂调制波的比例为1-α，上桥臂独自即可完成调制工作，其调制波即等效上桥臂调制波。比例系数必须保持在0-1之间，因此在控制器中设置了限幅环节。首先需要取得桥臂内子模块电容电压的平均值与额定值的偏差量，这一偏差量可以代表桥臂内能量的积累情况，若桥臂内电容电压的平均值大于设定的额定值，则表示这一桥臂的能量积累过多，需要通过减小比例系数，即减小此桥臂输出电压波形占等效桥臂调制波形比例的方式减少能量积累。而对于相单元而言，当某一桥臂能量积累过多时，一定存在能量积累过少的桥臂。电容电压平均值会直接指示出能量积累较少的桥臂，通过增大比例系数，即增大此桥臂输出电压波形占等效桥臂调制波形比例的方式增加能量积累。通过对三个桥臂的调制波比例系数取和求平均值的方法进行修正，即可得到当前状态下最适合的调制比例系数，进一步可以得到三个桥臂的调制波及对应投入子模块数量。
计算三桥臂子模块投入数量时：
在最近电平逼近调制类型的策略中，由调制波确定子模块数量时，存在向上取整环节。若由比例系数确定调制波，再由调制波确定投入子模块数量，会存在组成等效桥臂的两个桥臂投入子模块数量同时向上取整的情况，导致加和后无法对应等效桥臂调制波。因此，比例系数更适合于直接作用于等效桥臂调制波对应的投入子模块数量上，具体计算方法如式(4)。
(4)
针对上桥臂复用模式，因比例系数为0-1之间的小数，在与等效桥臂调制波对应的投入子模块数N pj相乘之后，也需要进行round取整计算。若取整计算结果小于等于N/2，则保留结果作为上桥臂投入的子模块数N uj；若取整计算结果大于N/2，但桥臂仅能提供N/2个子模块，则取N/2作为上桥臂投入的子模块数N uj。中间桥臂投入的子模块数N mj由等效桥臂子模块数N pj与上桥臂子模块数N uj作差取得。下桥臂复用时同理，
针对下桥臂复用模式，因比例系数为0-1之间的小数，在与等效桥臂调制波对应的投入子模块数N nj相乘之后，同样需要进行round取整计算。若取整计算结果小于等于N/2，则保留结果作为下桥臂投入的子模块数N dj；若取整计算结果大于N/2，但桥臂仅能提供N/2个子模块，则取N/2作为下桥臂投入的子模块数N dj。中间桥臂投入的子模块数N mj由等效桥臂子模块数N nj与上桥臂子模块数N uj作差取得。仿真结果如附图5所示。
上述技术方案中关于基于桥臂独立调制策略的降容参数设计：
因为能量密度较高且桥臂间，电容间能量交换频繁，基于NLM调制策略的AM-MMC对于子模块数量、电容参数及电感参数的匹配度要求较高。而所提出的独立调制策略从整定三个桥臂调制波的方式满足了桥臂间能量均衡条件，可以针对三个桥臂的电容参数进行重新设计。
基于matlab/simulink搭建±10kV/3WM的AM-MMC仿真系统，系统参数如表1所示。为体现所提独立调制策略的优势，将修改电容参数进行三组对照仿真验证：①基于NLM调制策略，三桥臂电容参数均为3mF；②基于NLM调制策略，上下桥臂电容参数为3mF，中间桥臂电容参数为1.8mF；③基于独立调制策略，下桥臂电容参数为3mF，中间桥臂电容参数为1.8mF。如上文所述，上下桥臂属于低利用率桥臂，中间桥臂属于高利用率桥臂，因此两组桥臂进行单独参数设计更有利于匹配AM-MMC的工作特性，属于参数优化设计。
表1 AM-MMC系统参数汇总
第二组参数设计导致系统无法正常运行，其仿真结果如附图7（a）-图7（c）所示。附图7（a）为能量传输情况，在基于NLM的降容AM-MMC系统中，有功无功传输效果均不理想，波动较大，能量传输不稳定。附图7（b）为直流电压电流，交流电压电流仿真结果，因NLM调制策略的局限性，在降低中间桥臂子模块电容容值后，AM-MMC系统直流电压电流会出现较大的波动，电压约在19.5kV到21.0kV之间波动，电流大约在50A到250A之间波动，同时交流电压也存在一定的畸变，无法满足系统正常稳定运行的需求。附图7（c）为三桥臂电容电压，上、中桥臂电流及环流，桥臂电容电压及桥臂电流波动剧烈且不存在规律性，同时桥臂电流最大值及环流幅值值较稳定系统相比超出至少40%，最严重情况超出140%，对比情况见表2，大大增加了电力电子器件的选型压力。说明了基于NLM的AM-MMC电容参数优化的局限性，主要由NLM调制策略同时兼顾桥臂内能量均衡及桥臂间能量均衡两项工作所造成的。
为了说明独立调制策略可以支撑AM-MMC优化电容参数，对第一组及第三组仿真结果进行对比分析。附图8（a）为两个系统的有功无功波形，初始状态两系统均传输1.0pu有功及0.3pu无功，在0.25s时，有功由1.0pu降低至0.6pu，无功维持不变。可以看出基于独立调制策略的降容AM-MMC系统的有功无功传输稳定，且与未降容的基于NLM调制策略的AM-MMC效果基本一致。附图8（b）为两个系统的直流电压电流，在改变给定传输有功之后，两个系统均可以在0.1s内调节稳定住直流电压及直流电流，直流电压依旧维持在20kV附近，直流电流由150A降低到90A附近。附图8（c）为两个系统的交流电压电流，波形效果基本一致，为更清晰地对比两种调制策略阶梯波生成情况，截取两个工频周期的AM-MMC交流侧阶梯波电压进行对比，对调制策略的改进并不会影响到阶梯波输出效果与质量。附图8（d）为两个系统桥臂电容电压，基于独立调制策略的系统中上、下桥臂电容电压波动幅度明显降低，具体波动幅度见表2，中间桥臂电容电压波动情况基本维持不变，说明了独立调制策略一定程度上解决了能量耦合问题。
同时，为了验证所设计独立调制波生成效果的可行性，进一步给出了上桥臂及中桥臂的部分波形。附图8（e）为两个系统上桥臂输出电压、电流、功率及积累的能量，可以看出基于NLM调制策略的上桥臂电压在组成复用桥臂时不存在规律性，独立调制策略的上桥臂根据能量均衡关系输出了较为规律的桥臂电压。基于独立调制策略的AM-MMC桥臂电流有所下降，一定程度上减轻了电力电子器件配置的压力，且独立调制策也可以满足不积累能量的要求。附图8（f）为两个系统中桥臂输出电压、电流、功率及积累的能量，独立调制策略的中桥臂同样输出了较为规律的桥臂电压，降低了桥臂电流幅值，同时满足了能量约束条件。
附图8（g）所示为比例系数α，比例系数会根据系统传输有功无功情况实时调整，进而调整三桥臂输出波形，以满足桥臂间能量均衡条件。
基于以上的仿真结果，说明了独立调制策略在保证换流器能力的前提下，可以有效支撑AM-MMC进行电容参数优化设计。在仿真系统参数下，可以将中间桥臂共计36个子模块电容由3mF降低至1.8mF，大大降低了建设成本及阀体的重量和体积。
关于同等换流器能力下环流及桥臂电流的降低：
在同等换流器能力下，进行降容参数配置后，换流器内部部分特性也得到了优化。可以有效降低环流幅值及桥臂电流，当传输1.0pu有功0.3pu时，上、下桥臂电流的最大值由462.4A降低到362.5A，中桥臂电流的最大值由178.8A降低到163.4A，环流幅值由248.0A降低到188.6A；当传输0.6pu有功0.3pu时，上、下桥臂电流的最大值由284.4A降低到233.7A，中桥臂电流的最大值由131.3A降低到109.1A，环流幅值由172.7A降低到121.2A。上、下桥臂电流的最大值降幅约为20%，环流最大值降幅约为27%，大大降低了所需要电力电子器件参数的额定值，提高了换流器的经济性。仿真结果如附图9所示，电流对比情况如表2所示。
表2 三种工况下电容电压、桥臂电流及环流对比情况
实施例二
本实施例的目的是提供一种计算机装置，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述程序时实现上述方法的步骤。
实施例三
本实施例的目的是提供一种计算机可读存储介质。
一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，该程序被处理器执行时执行上述方法的步骤。
实施例四
本实施例的目的是提供桥臂复用型模块化多电平换流器的桥臂调制系统，包括：
复用模式判断模块，被配置为：确定桥臂复用型模块化多电平换流器等效上、下桥臂子模块投入数量，并判断复用模式；
三个桥臂投入子模块的数量确定模块，被配置为：根据调制比例系数控制环节计算比例系数，基于比例系数计算桥臂复用型模块化多电平换流器的三个桥臂投入子模块的数量，同时将三个桥臂内子模块电容电压进行排序构成序列；
每个桥臂的子模块确定模块，被配置为：根据复用模式及三个桥臂内电流方向从对应的桥臂内子模块排序后的序列中确定选择的每个桥臂的子模块。
以上实施例二、三和四的装置中涉及的各步骤与方法实施例一相对应，具体实施方式可参见实施例一的相关说明部分。术语“计算机可读存储介质”应该理解为包括一个或多个指令集的单个介质或多个介质；还应当被理解为包括任何介质，所述任何介质能够存储、编码或承载用于由处理器执行的指令集并使处理器执行本发明中的任一方法。
本领域技术人员应该明白，上述本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算机装置来实现，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。本发明不限制于任何特定的硬件和软件的结合。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。
Claims (10)
1.一种AM-MMC的桥臂独立调制方法，所述AM-MMC为桥臂复用型模块化多电平换流器，其特征是，包括：
确定桥臂复用型模块化多电平换流器等效上、下桥臂子模块投入数量，并判断复用模式；
根据调制比例系数控制环节计算比例系数，基于比例系数计算桥臂复用型模块化多电平换流器的三个桥臂投入子模块的数量，同时将三个桥臂内子模块电容电压进行排序构成序列；
根据复用模式及三个桥臂内电流方向从对应的桥臂内子模块排序后的序列中确定选择的每个桥臂的子模块。
2.如权利要求1所述的一种AM-MMC的桥臂独立调制方法，其特征是，对于桥臂复用型模块化多电平换流器中的等效桥臂分别定义为第一桥臂、第二桥臂及第三桥臂，对于第一桥臂，若投入子模块数量大于N/2，或等于N/2且上一控制周期投入子模块数量为N/2-1，则处于第一桥臂复用模式，投入的子模块由第一桥臂和第二桥臂共同承担，第三桥臂投入子模块数量小于N/2，第三桥臂独自即可完成调制工作。
3.如权利要求1所述的一种AM-MMC的桥臂独立调制方法，其特征是，所述第一桥臂为等效上桥臂或等效下桥臂，第二桥臂为等效中桥臂，第三桥臂为等效下桥臂或等效上桥臂。
4.如权利要求1所述的一种AM-MMC的桥臂独立调制方法，其特征是，计算三个桥臂投入子模块的数量时，具体公式为：
上桥臂复用模式时，比例系数在与等效桥臂调制波对应的投入子模块数N pj相乘之后，进行round取整计算，若取整计算结果小于等于N/2，则保留结果作为上桥臂投入的子模块数N uj；
若取整计算结果大于N/2，但桥臂仅能提供N/2个子模块，则取N/2作为上桥臂投入的子模块数N uj；
中间桥臂投入的子模块数N mj由等效桥臂子模块数N pj与上桥臂子模块数N uj作差取得。
5.如权利要求1所述的一种AM-MMC的桥臂独立调制方法，其特征是，以三个桥臂的电容电压平均值为控制量，来确定调制比例系数，此系数用于将等效桥臂的调制波划分成三个桥臂独立的调制波。
6.如权利要求1所述的一种AM-MMC的桥臂独立调制方法，其特征是，取得桥臂内子模块电容电压的平均值与额定值的偏差量，若桥臂内电容电压的平均值大于设定的额定值，需要通过压缩调制波，即压缩输出电压波形的方式减少能量积累，而对于相单元而言，当某一桥臂能量积累过多时，一定存在能量积累过少的桥臂，电容电压平均值会直接指示出能量积累较少的桥臂，通过增大比例系数，即增大此桥臂输出电压波形占等效桥臂调制波形比例的方式增加能量积累，通过对三个桥臂的调制波比例系数取和求平均值的方法进行修正，即可得到当前状态下最适合的调制比例系数。
7.如权利要求1所述的一种AM-MMC的桥臂独立调制方法，其特征是，比例系数为0-1之间的小数。
8.桥臂复用型模块化多电平换流器的桥臂调制系统，其特征是，包括：
复用模式判断模块，被配置为：确定桥臂复用型模块化多电平换流器等效上、下桥臂子模块投入数量，并判断复用模式；
三个桥臂投入子模块的数量确定模块，被配置为：根据调制比例系数控制环节计算比例系数，基于比例系数计算桥臂复用型模块化多电平换流器的三个桥臂投入子模块的数量，同时将三个桥臂内子模块电容电压进行排序构成序列；
每个桥臂的子模块确定模块，被配置为：根据复用模式及三个桥臂内电流方向从对应的桥臂内子模块排序后的序列中确定选择的每个桥臂的子模块。
9.一种计算机装置,包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，其特征是，所述处理器执行所述程序时实现上述权利要求1-7任一所述的方法的步骤。
10.一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，其特征是，该程序被处理器执行时执行上述权利要求1-7任一所述的方法的步骤。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311579981.5A CN117578898B (zh) | 2023-11-24 | 2023-11-24 | 一种am-mmc的桥臂独立调制方法及控制系统 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202311579981.5A CN117578898B (zh) | 2023-11-24 | 2023-11-24 | 一种am-mmc的桥臂独立调制方法及控制系统 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN117578898A true CN117578898A (zh) | 2024-02-20 |
| CN117578898B CN117578898B (zh) | 2024-07-26 |
Family
ID=89862158
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202311579981.5A Active CN117578898B (zh) | 2023-11-24 | 2023-11-24 | 一种am-mmc的桥臂独立调制方法及控制系统 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN117578898B (zh) |
Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20180059705A1 (en) * | 2016-08-31 | 2018-03-01 | Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd | Interleaved parallel circuit, integrated power module and integrated power chip |
| CN115842484A (zh) * | 2023-02-21 | 2023-03-24 | 湖南大学 | 一种单相四桥臂模块化多电平变换器及其调控方法 |
| CN116317661A (zh) * | 2023-05-16 | 2023-06-23 | 华北电力大学（保定） | 一种am-mmc的交流启动控制方法及控制系统 |
| CN116896279A (zh) * | 2023-04-27 | 2023-10-17 | 湖南大学 | 一种复用桥臂储能型h-mmc系统的控制策略 |
| CN117040302A (zh) * | 2023-06-29 | 2023-11-10 | 贵州电网有限责任公司 | 桥臂复用型mmc各桥臂独立控制方法及系统 |
| CN117039979A (zh) * | 2023-06-28 | 2023-11-10 | 贵州电网有限责任公司 | 桥臂复用型mmc系统各桥臂单独控制的启动方法及系统 |
-
2023
- 2023-11-24 CN CN202311579981.5A patent/CN117578898B/zh active Active
Patent Citations (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20180059705A1 (en) * | 2016-08-31 | 2018-03-01 | Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd | Interleaved parallel circuit, integrated power module and integrated power chip |
| CN115842484A (zh) * | 2023-02-21 | 2023-03-24 | 湖南大学 | 一种单相四桥臂模块化多电平变换器及其调控方法 |
| CN116896279A (zh) * | 2023-04-27 | 2023-10-17 | 湖南大学 | 一种复用桥臂储能型h-mmc系统的控制策略 |
| CN116317661A (zh) * | 2023-05-16 | 2023-06-23 | 华北电力大学（保定） | 一种am-mmc的交流启动控制方法及控制系统 |
| CN117039979A (zh) * | 2023-06-28 | 2023-11-10 | 贵州电网有限责任公司 | 桥臂复用型mmc系统各桥臂单独控制的启动方法及系统 |
| CN117040302A (zh) * | 2023-06-29 | 2023-11-10 | 贵州电网有限责任公司 | 桥臂复用型mmc各桥臂独立控制方法及系统 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 冯亚东;汪楠楠;卢宇;陈勇;: "基于换流角的桥臂交替导通多电平换流器电容电压控制", 电力系统自动化, no. 13, 10 July 2016 (2016-07-10) * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN117578898B (zh) | 2024-07-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN113285620A (zh) | 一种多交流端口模块化多电平换流器及其控制方法 | |
| CN204835971U (zh) | 一种多端口电力电子变压器 | |
| CN108695840A (zh) | 一种直流配电网电压控制方法及系统 | |
| CN109713724B (zh) | 适用于光伏并网应用中并联三电平变换器的零共模电压空间矢量调制方法 | |
| CN111541260B (zh) | 一种具有直流潮流控制的模块化多电平换流器及调制方法 | |
| CN104065290A (zh) | 模块化多电平换流器电平数倍增方法及启动方法 | |
| CN108429477B (zh) | 一种基于双半桥和并联全桥混合的mmc子模块优化均压方法 | |
| CN112072639B (zh) | 模块共用的电网柔性合环控制器拓扑 | |
| CN110783965B (zh) | 适用于mmc半桥串联结构微电网的微源功率协调方法 | |
| CN113437891A (zh) | 一种交直流多端口六边形模块化多电平变换器及控制方法 | |
| CN111245246B (zh) | 一种固态变压器的电容电压分级平衡控制方法 | |
| CN117578898B (zh) | 一种am-mmc的桥臂独立调制方法及控制系统 | |
| CN109713725B (zh) | 风电并网三电平变换器的并联控制方法 | |
| CN117040302A (zh) | 桥臂复用型mmc各桥臂独立控制方法及系统 | |
| CN113794393B (zh) | 一种基于模组解耦控制的混合型mmc器件损耗优化方法 | |
| Li et al. | A three-port PSFB/DAB-MMC PET with inertia enhancement under LVDC disturbance | |
| CN113708398A (zh) | 一种配电网用多端变比可调直流变压器及其控制方法 | |
| CN114337345B (zh) | 一种多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法 | |
| CN118041103B (zh) | 一种分数电平mmc等效多重电平倍增调制方法及调制器 | |
| CN116111630B (zh) | 一种输电线路增容方法 | |
| Meng et al. | Power Allocation for Energy Stored Quasi-Z-Source Inverter Based on the Power Loss Modelling | |
| CN113452250B (zh) | 一种单电源驱动的多电平双逆变器拓扑结构及其控制方法 | |
| CN114362571B (zh) | 一种面向中低压配电网的mmc混合调制方法 | |
| CN113972850B (zh) | 一种基于nl-spwm的mmc双桥臂互补式混合调制方法 | |
| CN113872459B (zh) | 一种串联式mmc拓扑结构的控制方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |