CN114337345B - 一种多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法，包括；提出基于模块化多电平变换器的新型五端口中低压交直流混合微电网互联方案，以此构建交直流混合微电网系统；根据所建系统，制定能量管理层控制方法，接收来自负荷调度中心的信息，选择各微电网运行模式(并网运行和电压源运行模式)，确定中压直流微电网、2个低压直流微电网及低压交流微电网的运行模式及功率参考值，从而使系统获得更快的动态响应，避免电压及电流过冲；根据所建系统，制定模块化多电平变换器控制方法，跟踪能量管理层传递的交流输出电流参考值和环流参考值的直流分量，通过载波移相脉宽调制，生成桥臂电压输出信号，均衡桥臂内各子模块电容电压；制定中压直流微电网接口变换器控制方法，当中压直流微电网在并网和电压源两种模式下运行时，双主动全桥变换器作为中压直流微电网的直流/直流变换器，采用单移相控制方法来控制双主动全桥变换器；制定全桥变换器—高频变压器控制方法、全桥变换器等的功率控制方法。

Description

一种多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法

技术领域

本发明涉及多电平变换器应用于微电网系统技术领域，尤其涉及一种基于多电平变换器的新型五端口 中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法。

背景技术

近年来，电力在全球能源消费中的比重从2000年的17％上升到2018年的22％^[1]。随着经济的快速增 长和环境的恶化，气体减排和“碳中和”成为重要的全球共识^[2]。电力，尤其是清洁能源产生的电力越来 越受欢迎。其中，电动混合动力汽车就是一个很好的例子。预计到2050年，电力消费增速将达到80％～90％^[3]， 其对可再生清洁能源的需求将迅速增加^[4]。

微电网是可再生能源并网消纳的有效解决方案。交流微电网多应用于低压场合中(如智能建筑、军事地 区和偏远山区等^[5-6])，其所有分布式电源和负载都连接到公共交流母线。近年来，直流微电网备受关注。 一方面，将可再生能源(如风电和光伏)和储能系统整合到直流系统，可降低成本^[7]。另一方面，现代负载(例 如电梯的变速驱动器)增加了对直流电源的需求^[8]。此外，电动汽车将成为未来直流配电系统中重要的负载， 大量新型电子负载(如优质高效的直流照明系统)将集成到现代化住宅中。上述直流负载的增加将进一步促 使直流微电网逐渐占据主导地位。然而，考虑到其交直流用电系统的兼容性问题，混合微电网将依旧作为 系统的首选方案^[9]。

传统交直流混合微电网主要针对低压应用场合而设计，其交流端连接到低压交流微电网，直流端连接 到低压直流微电网^[10-11]。交流端和直流端通过双向AC/DC(交流/直流)功率变换器相连，实现功率交换；交 直流分布式电源和负载可连接到相应的交直流端口。然而，为连接中压交流电网，通常需要体积庞大的工 频变压器。随着偏远地区矿场^[12]和直流船舶^[13]行业的发展，中压直流微电网在各种场合中受到广泛关注^[14]。 对此，多种可实现中压直流微电网和低压直流微电网系统互联的方案已被提出并逐渐受到业内认可^[15]。此 外，随着直流电力需求的进一步增长，通过中压交流电网的并网，可大幅提高电能变换效率。因此，有必 要通过多电平变换技术实现中压交流电网和中压直流微电网之间的直接互连^[16]。同时，考虑到低压直流微 网可以消纳可再生分布式电源，而交流用电设备仍为电力负荷的主体，因而需将中压交流电网同时与中压 直流微电网、低压直流微电网和低压交流微电网相连。

参考文献

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发明内容

本发明提供了一种多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法，本发明提出一种基于模块化 多电平变换器的新型五端口中低压交直流混合微电网互联方案，该方案能够实现1个中压交流电网、1个 中压直流微电网、1个低压交流微电网和2个低压直流微电网之间的灵活互连和功率支撑，并为均衡模块 化多电平变换器内部桥臂能量和电容电压，实现微电网不同模式下的运行，提出一种可提高微电网功率不 均衡分配下系统运行能力的分层能量控制方法，详见下文描述：

一种多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法，所述方法包括：

提出基于模块化多电平变换器的新型五端口中低压交直流混合微电网互联方案，以此构建交直流混合 微电网系统；

根据所建模型，制定能量管理层控制方法，用于选择各微电网运行模式(并网运行或电压源运行模式)， 并提供控制参考值信号，从而使系统获得更快的动态响应；

根据所建系统，制定模块化多电平变换器控制方法，跟踪能量管理层传递的交流输出电流参考值和环 流参考值的直流分量，通过载波移相脉宽调制，生成桥臂电压输出信号，均衡桥臂内各子模块电容电压；

根据所建系统，制定中压直流微电网接口变换器控制方法，当中压直流微电网在并网和电压源两种模 式下运行时，双主动全桥变换器作为中压直流微电网的直流/直流变换器，采用单移相控制方法来控制双主 动全桥变换器；

根据所建系统，制定全桥变换器—高频变压器控制方法、全桥变换器等的功率控制方法。

其中，所述新型五端口中低压交直流混合微电网系统具体为：

中压交流电网与模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter,MMC)提供的中压交流端口相连； 中压直流微电网通过双主动全桥变换器(Dual Active Bridge,DAB)与MMC的中压直流端口相连；基于MMC 构建接口变换器，提供三个低压直流端口，直接或通过DC/AC(直流/交流)变换器与两个具有不同电压的低 压直流微电网和低压交流微电网相连；

进一步地，能量管理层控制方法为：

首先，接收来自负荷调度中心的信息，确定中压直流微电网、两个低压直流微电网及低压交流微电网 的运行模式及功率参考值(

和

)。为微电网运行条件改变期间获得更快的响应。并 避免电压及电流过冲，同时，根据系统功率分布情况，确定MMC所需交流输出电流参考值

和环流参考 值的直流分量

对于MMC，根据每个微电网运行指令计算其有功功率参考值，其无功功率参考值将由中压交流电网 提供。定义从MMC流向中压交流电网的方向为正方向，或从MMC流向其他微电网方向为正方向，根据 各微电网有功功率参考值，可推导出MMC环流的直流分量为：

利用上式可计算MMC的前馈参考值，减少功率阶跃期间的功率波动。

进一步地，MMC控制方法为：

跟踪能量管理层传递的交流输出电流参考值

和环流参考值的直流分量，对桥臂内部能量和子模块电 容电压进行均衡控制。对于中压直流微电网和低压直流微电网，基于MMC的接口变换器则根据能量管理 层指令，选择其运行模式，并跟踪其功率参考值

或直流电压参考值

对于低压交流微电网，一方面控制接口变换器直流侧电压，并跟踪其给定参考值

另一方面根据能 量管理层指令，选择其运行模式，并跟踪其功率参考值

或直流电压参考值

1)交流输出电流控制

MMC内部电容电压总和通过从中压交流电网吸收或释放有功功率来实现控制。因此，有功电流参考 值和无功电流参考值表示为：

其中，K_{pAC1_MMC}和K_{iAC1_MMC}分别为电容电压比例积分控制器的控制增益；v_SMujk和v_SMljk分别为上桥 臂和下桥臂电容电压；

为电容电压参考值；v_SMsum为MMC中所有电容电压之和。

然后，利用dq坐标系下比例积分控制器控制MMC的输出电流，具体可表示为：

其中，u_d和u_q分别为MMC的dq坐标系下交流输出电压参考值；K_{pAC2_MMC}和K_{iAC2_MMC}分别为输出 电流控制器的控制增益；i_d和i_q分别为MMC交流输出电流的d轴和q轴分量；

和

分别为i_d和i_q的参考 值；v_gd和v_gq分别为中压交流电网电压的d轴和q轴分量；

2)直流环流控制

对于环流参考值，根据能量管理层控制的输出量和桥臂电容电压求解：

其中，

为用于均衡相电容电压之和的直流参考值分量；

为用于均衡上桥臂和下桥臂电容电压的 基波分量；

为能量管理层产生的前馈分量；

为用于控制MMC直流侧电压的直流分量。环流参考值表 示为：

其中，V_dc和

为MMC的直流侧电压及其参考值；θ_j为每相相角；K_{pDC1_MMC}、K_{iDC1_MMC}、K_{pDC2_MMC}、 K_{iDC2_MMC}、K_{pDC3_MMC}、和K_{iDC3_MMC}为桥臂电压控制器的控制增益；v_SMuj和v_SMlj为上桥臂和下桥臂电容电 压之和，具体表示为：

上桥臂与下桥臂之间的电容电压可通过上述环流参考值进行均衡。此外，每个桥臂内的电容电压通过 调整每个模块调制电压参考值实现；

采用载波移相脉宽调制调制方案，利用各控制环节得到电压参考值u_j和u_cirj求得上桥臂和下桥臂输出 电压参考值为：

为实现桥臂内子模块电容电压均衡控制，求解最终调制信号为：

其中，u_xj为MMC的桥臂电压参考值；u_xjk为各子模块最终调制电压参考值；i_xj为桥臂电流；K_pind为 电容电压均衡控制器控制增益。

环流控制器主要用于跟踪直流和基波参考值，同时抑制二倍频分量，采用比例积分谐振控制器对环流 进行控制：

其中，ω₀电网角频率；θ_j为每相相角；K_{pDC4_MMC}、K_{iDC4_MMC}、K_{R1_MMC}、和K_{R2_MMC}为环流比例积分 谐振控制器的控制增益。

进一步地，中压直流微电网接口变换器控制方法为：

中压直流微电网可在并网和电压源两种模式下运行，采用DAB作为中压直流微电网的DC/DC变换器， 采用单移相控制方法来控制双主动全桥变换器；

其中，当中压直流微电网在并网运行模式下工作时，双主动全桥变换器的输入侧和输出侧电压分别被 MMC的中压直流母线和中压直流微电网电压钳位；

通过以下控制方程得到移相角：

其中，D_中压直流为中压直流微电网双主动全桥变换器的移相角；

为功率传输函数；K_{p1_中压直流}和K_{i1_中压直流}分别为中压直流微电网传输功率控制器的控制增益；

其中，当中压直流微电网在电压源运行模式下工作时，接口变换器的控制目标为输出电压；

可根据中压直流的电压计算器移相角：

进一步地，全桥变换器功率控制方法为：

低压直流微电网中的相应控制原理与中压直流微电网相似。所述拓扑结构每相的8个高频变压器的输 出端并联到低压直流微电网的全桥变换器；

其中，当低压直流微电网在并网运行模式下工作时，根据传输有功功率参考值计算相移角：

其中，D_{低压直流1,2}为低压直流微电网-1或低压直流微电网-2中双主动全桥变换器的移相角；

为低压直流微电网-1或低压直流微电网-2中的功率传输函数；K_{p1_低压直流}和K_{i1_低压直流}为低压直流微电 网传输功率控制器的控制增益；

分别为低压直流低压直流微电网-1或低压直流微电网-2 的传输功率及其参考值；

其中，当低压直流微电网时，可根据低压直流微电网的输出电压计算相移角：

其中，

和

为低压直流微电网-1或低压直流微电网-2的输出电压及其参考值；

/8)为低压直流微电网-1或低压直流微电网-2中的功率传输函数；K_{p2_低压直流}和K_{i2_低压直流}为低压直流微电网输 出电压控制器的控制增益。

进一步地，全桥变换器—高频变压器功率控制方法为：

低压交流微电网通过单相DC/AC变换器连接到全桥变换器的输出端。其控制主要涉及到全桥变换器- 高频变压器(Full Bridge-High Frequency Transformer,FB-HFT)及全桥变换器和DC/AC变换器的两部分。对 于全桥变换器-高频变压器和全桥变换器控制部分，其控制目标为将直流输出电压调节到额定值。控制方法 和开关信号分配原理与低压直流微电网相同。对于全桥变换器-高频变压器，其开关信号同步，均为占空比 为50％的脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation,PWM)信号。

移相角可根据低压交流微电网直流侧电压计算得出：

其中，D_低压直流为低压交流微电网中双主动全桥变换器的移相角；K_{pDC_LVA}和K_{iDC_低压交流}为低压交流微电 网直流侧电压控制器的控制增益；

和

分别为低压交流微电网的直流侧电压及其参考值；

在控制低压交流直流侧电压稳定后，根据低压交流的工作模式对其进行控制；

其中，当低压交流微电网在并网运行模式下工作时，采用虚拟dq坐标系下的比例积分控制器来控制 单相DC/AC变换器；

其中，当低压交流微电网在并网运行模式下工作时，DC/AC变换器的输出电压固定。在该情况下， DC/C变换器仅需根据电压参考值进行调制，从而获得最终PWM信号。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

1)本发明所提互联方案可实现1个中压交流电网、1个中压直流微电网、1个低压交流微电网和2个低 压直流微电网之间的灵活互连，进而可加强不同微电网之间的功率支撑，提高清洁能源的消纳比率；

2)本发明所提互联方案中拓扑结构更为简单，所需功率开关器件数量更少，降低硬件成本和功率损耗；

3)本发明所提互联方案中拓扑结构及其能量分层控制方法可在不同工况下(功率阶跃、功率反转、中压 交流电网电压不平衡等)运行，有效地平衡模块化多电平变换器内桥臂能量和电容电压，有利于提高中低压 交直流混合微电网的灵活性和稳定性；

4)本发明所提控制方法在各微电网间功率不均衡运行时，所需注入环流更小，增强系统运行能力。

附图说明

图1为本发明所提基于模块化多变换器的新型五端口中低压交直流混合微电网拓扑结构示意图；

图2为所提分层能量控制方法结构图；

图3为变换器能量控制方法结构图；

图4为双主动全桥变换器传输功率示意图；

图5为双主动全桥变换器控制原理示意图；

图6为MMC调制方案示意图；

图7为仿真工况1到仿真工况2下的MMC仿真波形图；

图8为仿真工况1到仿真工况2下的微电网仿真波形图；

图9为仿真工况2到仿真工况3下的MMC仿真波形图；

图10为仿真工况2到仿真工况3下的微电网仿真波形图；

图11为仿真工况3到仿真工况4下的MMC仿真波形图；

图12为仿真工况3到仿真工况4下的微电网仿真波形图；

图13为仿真工况4到仿真工况5下的MMC仿真波形图；

图14为仿真工况4到仿真工况5下的微电网仿真波形图。

具体实施方法

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面对本发明实施方式作进一步地详细描述。

为了解决背景技术中存在的问题，实现不同电压等级交直流微电网的灵活互联，本发明实施例将以基 于MMC的五端口中低压交直流混合微电网为研究对象，研发一种能够实现中压交流电网、中压直流微电 网、低压交流微电网和低压直流微电网之间灵活互连的方案。

一种多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法，该方法包括以下步骤：

步骤101：提出基于模块化多电平变换器的新型五端口中低压交直流混合微电网互联方案，以此构建 交直流混合微电网系统；

其中，该新型五端口中低压交直流混合微电网系统为：参见图1，中压交流(MediumVoltage Alternative Current,MVAC)电网与MMC提供的中压交流端口相连；中压直流(Medium Voltage Direct Current,MVDC) 微电网通过DAB与MMC的中压直流端口相连；基于MMC构建接口变换器，提供三个低压直流端口， 直接或通过DC/AC(直流/交流)变换器与两个具有不同电压的低压直流微电网和低压交流微电网相连。

步骤102：根据步骤101所建系统，能量管理层接收来自负荷调度中心的信息，确定中压直流微电网、 两个低压直流微电网及低压交流微电网的运行模式及功率参考值；

步骤103：根据步骤102所得到的交流输出电流参考值和环流参考值的直流分量，通过交流输出电流 控制方法，通过载波移相脉宽调制，生成桥臂电压输出信号，对桥臂内部能量和子模块电容电压进行均衡 控制；通过直流控制方法，对环流进行控制，抑制二倍频分量。根据每个微电网运行指令计算MMC有功 功率参考值，其无功功率参考值将由中压交流电网提供，获得MMC所需前馈参考值，减少功率阶跃期间 的功率波动；

步骤104：根据步骤101所建系统，中压直流微电网的并网和电压源两种运行模式，采用双主动全桥 变换器作为中压直流微电网的DC/DC变换器，采用单移相控制方法来控制DAB。当中压直流微电网在并 网运行模式下工作时，DAB的输入侧和输出侧电压分别被MMC的中压直流母线和中压直流微电网电压钳 位；当中压直流微电网在电压源运行模式下工作时，接口变换器控制输出电压；

步骤105：根据步骤101所建系统，每相的8个高频变压器的输出端并联到低压直流(Low Voltage Direct Current,LVDC)微电网的全桥变换器。当低压直流微电网在并网运行模式下工作时，根据传输有功功率参 考值计算相移角；当低压直流微电网时，根据低压直流微电网的输出电压得到相移角；

步骤106：根据步骤101所建系统，对于FB-HFT，其开关信号同步，均为占空比为50％的PWM信 号。移相角通过低压交流(Low Voltage Alternative Current,LVAC)微电网直流侧电压计算得到，在低压交流 直流侧电压稳定后，根据低压交流的工作模式对其进行控制；

步骤107：验证所提互联方案和控制方法的有效性。

实施例2

下面结合具体的计算公式、附图、实例对实施例1中的方案进行进一步地介绍，详见下文描述：

步骤201：提出基于模块化多电平变换器的新型五端口中低压交直流混合微电网互联方案，以此构建 交直流混合微电网系统；

参加图1，所提基于MMC的五端口交直流混合微电网拓扑结构。其中，MMC由24个半桥子模块 (HB-SM)组成，每个半桥子模块包括两个IGBT、两个反并联二极管和一个电容组成。定义子模块电容 电压为v_SMxjk(x＝u,l；j＝a,b,c；k＝1,2,3,4)。MMC每一相单元包括两个桥臂，根据其所处位置可分别定义 为上桥臂和下桥臂。每个桥臂包含四个子模块和一个桥臂电感，其两端分别与MMC交流端口和直流母线 正极或负极相连。MMC交流端口T₁通过滤波电感直接与MVAC电网相连。MMC的直流端口则通过双主 动全桥变换器形成MVDC端口T₂，并连接到MVDC微电网。

为进一步连接LVDC和LVAC微电网，基于MMC建立了三组紧凑型接口变换器。在紧凑型接口变换 器中，每个半桥子模块的电容均与全桥变换器及高频变压器(FB-HFT)相连。其中，全桥变换器用于为高 频变压器提供合适的输入电压。与同一相相连的子模块输出端口并联，然后一起连接到另一个全桥变换器， 形成一个LVDC端口。上述半桥子模块、全桥子模块及高频变压器和额外的全桥变换器构成一组紧凑型接 口变换器。三组紧凑型接口变换器构成三个LVDC端口，其中的两个端口T₃和T₄直接与LVDC微电网相 连。另一个LVDC端口通过DC/AC变换器形成LVAC端口T₅，并连接到LVAC微电网。为提高直流微电 网的供电灵活性，两个LVDC微电网采用不同电压等级，为不同类型的直流负载进行供电。

通过上述拓扑，可实现MVAC电网、MVDC微电网、LVAC微电网和两个LVDC微电网的互联，且 各微电网可以并网模式或电压源模式下运行。需指出，所提拓扑可应用于单相和三相LVAC微电网。由于 单相LVAC微电网下直流侧电压纹波较高，其能量控制更具挑战性。因此，本发明以单相LVAC微电网为 例进行说明。

步骤202：能量管理层控制；

参见图2，能量管理层用于选择各微电网运行模式(并网运行或电压源运行模式)并提供控制参考信 号，从而使系统获得更快的动态响应。首先，其接收来自负荷调度中心的信息，确定MVDC微电网、两 个LVDC微电网及LVAC微电网的运行模式及功率参考

和

为在微电网运行条 件改变期间获得更快的响应并避免电压及电流过冲，需同时根据系统功率分布情况，确定MMC所需交流 输出电流参考

和环流参考的直流分量

为在混合微电网中实现功率调节并获得更快的动态响应，需要计算每个接口转换器的功率参考。各微 电网运行模式及功率可由负荷调度中心给定。

对于MMC，其有功功率参考可根据每个微电网运行指令计算，而无功功率参考将由MVAC电网提供。 定义从MMC流向MVAC电网方向为正方向，或从MMC流向其他微电网方向为正方向，则其功率参考可 表示为

假设MMC的输出电流对称，则每相的有功功率流动可表示为

根据各微电网有功功率参考，可推导出MMC环流的直流分量为

利用上式可计算MMC的前馈参考值以，减少功率阶跃期间的功率波动。

步骤203：MMC控制；

对于MMC控制，其需要跟踪能量管理层传递的交流输出电流参考

和环流参考的直流分量；此外， 其还需对桥臂内部能量和子模块电容电压进行均衡控制。对于MVDC微电网和LVDC微电网，接口变换 器则需根据能量管理层指令，选择其运行模式，并跟踪其功率参考

或直流电压参考

对于LVAC微电网，一方面需控制接口变换器直流侧电压跟踪其给定参考

另一方 面需根据能量管理层指令，选择其运行模式，并跟踪其功率参考

或直流电压参考

MMC的整体控制图如图3(a)和图8(b)所示，其中包括交流输出电流控制和直流环流控制。

1)交流输出电流控制：

在图3(a)中，MMC内部电容电压总和可通过从MVAC电网吸收或释放有功功率来实现。因此，有 功电流参考和无功电流参考可表示为

其中，K_{pAC1_MMC}和K_{iAC1_MMC}分别为电容电压比例积分(PI)控制器的控制增益；v_SMujk和v_SMljk分别为 上桥臂和下桥臂电容电压；

是电容电压参考；v_SMsum是MMC中所有电容电压之和。

然后，利用dq坐标系下PI控制器控制MMC的输出电流，具体可表示为

其中，u_d和u_q分别为MMC的交流输出电压参考；K_{pAC2_MMC}和K_{iAC2_MMC}分别为输出电流控制器的控 制增益；i_d和i_q分别为MMC交流输出电流的d轴和q轴分量；

和

分别为i_d和i_q的参考值；v_gd和v_gq分 别为MVAC电网电压的d轴和q轴分量。

2)直流环流控制：

对于环流参考值，可根据能量管理层控制和桥臂电容电压求解：

其中，

为用于均衡相电容电压之和的直流参考分量；

为用于均衡上桥臂和下桥臂电容电压的基 波分量；

为图7能量管理层产生的前馈分量；

为用于控制MMC直流侧电压的直流分量。环流参考值 最终可表示为

其中，V_dc和

为MMC的直流侧电压及其参考值；θ_j为每相相角；K_{pDC1_MMC}、K_{iDC1_MMC}、K_{pDC2_MMC}、 K_{iDC2_MMC}、K_{pDC3_MMC}、和K_{iDC3_MMC}为桥臂电压控制器的控制增益；v_SMuj和v_SMlj为上桥臂和下桥臂电容电 压之和，具体可表示为：

上桥臂与下桥臂之间的电容电压可通过上述环流参考进行均衡。此外，每个桥臂内的电容电压可通过 调整每个模块调制电压参考实现。

调制环节只要用于生成桥臂电压输出信号同时均衡桥臂内各子模块电容电压。采用载波移相脉宽调制 (CPS-PWM)调制方案如图4所示。利用各控制环节得到电压参考u_j和u_cirj求得上桥臂和下桥臂输出电 压参考为

为实现桥臂内子模块电容电压均衡控制，求解最终调制信号为

其中，u_xj为MMC的桥臂电压参考；u_xjk为各子模块最终调制电压参考；i_xj为桥臂电流；K_pind为电容 电压均衡控制器控制增益；sgn函数可描述为：

环流控制器主要用于跟踪直流和基波参考值，同时抑制二倍频分量，因而可采用比例积分谐振控(PIR) 控制器对环流进行控制：

其中，ω₀电网角频率；θ_j为每相相角；K_{pDC4_MMC}、K_{iDC4_MMC}、K_{R1_MMC}、和K_{R2_MMC}为环流PIR控制 器的控制增益。

步骤204：中压直流微电网接口变换器控制；

1)MVDC微电网并网运行方式

当MVDC微电网在并网运行模式下工作时，双主动全桥变换器的输入侧和输出侧电压分别被MMC 的中压直流母线和MVDC微电网电压钳位。因此，该工作模式下，主要需通过移相角控制输入侧和输出 侧之间的传输功率。对于双主动全桥变换器，其传输功率与移相角间的关系如图4所示。图中，n_T为电压 器变比；V_HV为双主动全桥变换器的输入侧直流电压；f_s为双主动全桥变换器的开关频率；L_p为双主动全 桥变换器的功率传输电感；P_DAB为双主动全桥变换器的传输功率；D为双主动全桥变换器的移相角。其中， 双主动全桥变换器的最大传输功率为

上式表明双主动全桥变换器的最大传输功率取决于功率传输电感。通常情况下，功率传输电感取值应 按照当传输功率达到其额定值时，移相角D应设计为约0.3至0.45。

从图4可以看出，双主动全桥变换器的传输功率由移相角D决定，移相角在每四分之一周期内呈正相 关或负相关。本发明中仅利用图4中阴影区域的工作范围，即D∈[-0.5,0.5]。此时，移相角D与主动全桥 变换器的传输功率呈正相关。因此，可采用PI控制器来控制变换器传输的有功功率。通过图4分析得到移 相角的前馈分量，可使MVDC微电网在功率阶跃期间获得了更快的动态响应和更小的波动。移相角可以 通过以下控制方程求出。

其中，D_MVDC为MVDC微电网双主动全桥变换器的移相角；

为图3中描述的功率传输函 数；K_{p1_MVDC}和K_{i1_MVDC}分别为MVDC微电网传输功率控制器的控制增益。

2)MVDC微电网电压源运行方式

当MVDC微电网工作在电压源运行模式时，接口变换器的控制目标为输出电压。此时可根据MVDC 的电压计算器移相角：

当MVDC端口输出电压低于其参考值时，双主动全桥变换器的移相角增大；当MVDC端口输出电压 高于其参考值时，双主动全桥变换器的移相角减小。通过控制求解的相移角，可控制MVDC端口的输出 电压。

基于以上分析，双主动全桥变换器的控制信号如图5所示。其中，T_s为开关周期；u_HV为输入侧控制 信号波形；u_LV为输出侧控制信号波形；D为相移角。

步骤205：全桥变换器控制；

LVDC微电网的控制原理与MVDC微电网相似。然而，所提拓扑每相的8个高频变压器的输出端并联 到LVDC微电网的全桥变换器。因此，每个FB-HFT的额定功率为LVDC微电网的八分之一，并相应地选 择功率传输电感。此外，为保证各并联FB-HFT功率分配相等，其开关信号同步，且均为占空比为50％的 PWM信号。

1)LVDC微电网并网运行方式：

当LVDC微电网工作在并网运行模式时，可根据传输有功功率参考计算相移角：

式中，D_LVDC1,2为LVDC微电网-1或LVDC微电网-2中双主动全桥变换器的移相角；

为 LVDC微电网-1或LVDC微电网-2中的功率传输函数；K_{p1_LVDC}和K_{i1_LVDC}为LVDC微电网传输功率控制 器的控制增益；

分别为LVDC LVDC微电网-1或LVDC微电网-2的传输功率及其参考值。

基于上式，可计算出LVDC微电网-1和LVDC微电网-2中输出全桥变换器的移相角。

2)LVDC微电网电压源工作方式：

LVDC微电网工作在电压源运行模式时，接口变流器的控制目标是LVDC输出电压。在此时，可根据 LVDC微电网的输出电压计算相移角：

式中，V_LVDC1,2和

为LVDC微电网-1或LVDC微电网-2的输出电压及其参考值；

为 LVDC微电网-1或LVDC微电网-2中的功率传输函数；K_{p2_LVDC}和K_{i2_LVDC}为LVDC微电网输出电压控制 器的控制增益。

电压源运行方式下的控制原理与MVDC微电网中的控制原理类似，此处不再赘述。

步骤206：FB-HFT控制；

LVAC微电网通过单相DC/AC变换器连接到全桥变换器的输出端。其控制主要涉及到FB-HFT及全桥 变换器和DC/AC变换器的两部分。对于FB-HFT和全桥变换器控制部分，其控制目标为将直流输出电压 调节到额定值。控制方法和开关信号分配与原理与LVDC微电网相同。对于FB-HFT，其开关信号同步， 均为占空比为50％的PWM信号。

全桥变换器的移相角可根据LVAC微电网直流侧电压计算得出：

式中，D_LVDC为LVAC微电网中双主动全桥变换器的移相角；K_{pDC_LVA}和K_{iDC_LVAC}为LVAC微电网直流侧 电压控制器的控制增益；V_LVAC和

分别为LVAC微电网的直流侧电压及其参考值。

在控制LVAC直流侧电压稳定后，可根据LVAC的工作模式对其进行控制。

1)LVAC微电网并网运行方式：

本发明采用虚拟dq坐标系下的PI控制器来控制单相DC/AC变换器。

首先，利用交流微电网所需的有功和无功功率计算有功和无功电流参考值如下：

可将单相输出电流变换到αβ坐标系下为

单相输出电流可进一步变换到虚拟dq坐标系下

基于据虚拟dq坐标系下的输出电流，可采用传统PI控制器控制单相交流微电网的有功电流和无功电 流，具体可以表示为

式中，u_dLVAC和u_qLVAC分别为虚拟dq坐标系下，DC/AC变换器输出电压参考的d轴和q轴分量；K_{pAC_LVAC}和K_{iAC_LVAC}为LVAC微电网输出电流控制器的控制增益；L_ac为MVAC微电网中的交流滤波电感；i_dLVAC和i_qLVAC分别为虚拟dq坐标系下，DC/AC变换器输出电流的d轴和q轴分量；

和

分别为i_dLVAC和 i_qLVAC的参考值；v_dLVAC和v_qLVAC分别为虚拟dq坐标系下，LVAC电网电压电压的d轴和q轴分量。

在求得虚拟dq坐标系下的电压参考后，将其变换至αβ坐标系下

如图8所示，上式所得α轴上电压参考u_αLVAC即为单相DC/AC变换器的最终电压参考。

2)LVAC微电网电压源工作方式：

当LVAC微电网工作在电压源模式下时，DC/AC变换器的输出电压固定。在该情况下，DC/C变换器 仅需根据电压参考进行调制，从而获得最终PWM信号。

步骤207：验证所提互联方案和控制方法的有效性；

为验证所提混合微电网及其分层能量控制方法的有效性，根据图1中拓扑搭建了五端口中低压交直流 混合微电网仿真模型。其仿真工况示于表1中，其仿真参数列于表2中。

表1仿真工况

表2仿真参数

图7给出所提分层能量控制方法在仿真工况1到仿真工况2下，MMC的仿真波形，图8给出所提分 层能量控制方法在仿真工况1到仿真工况2下，各微电网的仿真波形。在仿真工况1到仿真工况2的切换 过程中，LVDC微电网-1的有功功率在0.5s时从50kW增加到100kW。

图7给出MMC的仿真波形。MVAC电网电压如图7(a)所示，其幅值约为2450V。如图7(b)所示， MMC输出电流幅值在0.5s时从约136A增加到约150A。MMC的环流如图7(c)所示。从0.3s到0.5s， LVDC微电网-1和LVDC微电网-2的有功功率相同，a相和b相环流相同。发生功率阶跃后，LVDC微电 网1和LVAC微电网的有功功率相同，a相和c相环流相同。三相子模块电容电压如图7(d)～(f)所示，其平 均值均稳定在1500V左右。MMC直流侧的电压和电流分别如图7(g)和(h)所示，其约为6kV和50A。

图8给出各微电网的仿真波形。如图13(a)和(b)所示，MVDC微电网的电压和电流分别为5kV和60A。 如图8(c)和(d)所示，LVDC微电网-1电压稳定在约1kV，其电流在0.5s时从50A增加到100A。如图8(e) 和(f)所示，LVDC微电网-2的电压和电流分别稳定在约750V和66.7A。图8(g)和(h)给出LVAC微电网直 流侧电压和电流，其电压稳定在750V左右，电流稳定在133.3A左右。图8(i)和(j)为LVAC微电网交流侧 电压及其输出电流，其电压幅值约为311V，其输出电流幅值约为643A。LVAC微电网有功功率在运行程 中保持在约100kW。上述结果验证了LVDC微电网-1在电压源运行模式下发生功率阶跃时，所提混合微 电网及其分层能量控制方法有效性。

图9给出所提分层能量控制方法在仿真工况2到仿真工况3下，MMC的仿真波形，图10给出所提分 层能量控制方法在仿真工况2到仿真工况3下，各微电网的仿真波形。在仿真工况2到仿真工况3的切换 过程中，LVDC微电网-2的有功功率在1.0s时从50kW增加到100kW。

图9给出MMC的仿真波形。MVAC电网电压如图9(a)所示，其幅值约为2450V。MMC输出电流如 图9(b)所示，其幅值在1.0s时从约150A增加到约163A。MMC的环流如图9(c)所示。从0.8s到1.0s， LVDC微网-1和LVAC微电网的有功功率相同，a相和c相环流相同。发生功率阶跃后，LVDC微电网-2 与LVDC微电网-1和LVAC微电网有功功率均相同，三相环流也因而相同。三相子模块电容电压如图 14(d)～(f)所示，其平均值均稳定在1500V左右。MMC直流侧的电压和电流分别如图9(g)和(h)所示，其约 为6kV和50A。

图10给出各微电网的仿真波形。如图10(a)和(b)所示，MVDC微电网的电压和电流分别为5kV和60 A。如图10(c)和(d)所示，LVDC微电网-1电压稳定在约1kV，其电流稳定在约100A。如图10(e)和(f)所 示，LVDC微电网-2电压稳定在约750V，其电流在1.0s时从约66.7A增加到约133.3A。图10(g)和(h) 给出LVAC微电网直流侧电压和电流，其电压稳定在750V左右，电流稳定在133.3A左右。图10(i)和(j) 为LVAC微电网交流侧电压及其输出电流，其电压幅值约为311V，其输出电流幅值约为643A。LVAC微 电网有功功率在运行过程中保持在约100kW。上述结果验证了LVDC微电网-2在并网运行模式下发生功 率阶跃时，所提混合微电网及其分层能量控制方法有效性。

图11给出所提分层能量控制方法在仿真工况3到仿真工况4下，MMC的仿真波形，图12给出所提 分层能量控制方法在仿真工况3到仿真工况4下，各微电网的仿真波形。在仿真工况3到仿真工况4的切 换过程中，c相电网电压在1.5s时跌落50％。

图11给出MMC的仿真波形。MVAC电网电压如图11(a)所示，其幅值约为2450V。MMC输出电流 如图11(b)所示，在1.5s时，由于c相电网电压跌落，其幅值从约163A增加到约196.5A。MMC的环流 如图11(c)所示。从1.3s到1.5s，LVDC微网-1、LVDC微网-2和LVAC微网的有功功率相同，三相环流 也相同。c相电网电压跌落后，c相环流上升。三相子模块电容电压如图11(d)～(f)所示，其平均值在运行过 程中均稳定在1500V左右。MMC直流侧的电压和电流分别如图11(g)和(h)所示，分别约为6kV和50A。

图12给出各微电网仿真波形。如图12(a)和(b)所示，MVDC微电网的电压和电流分别为5kV和60A。 如图12(c)和(d)所示，LVDC微电网-1电压稳定在约1kV，其电流稳定在100A左右。如图12e)和(f)所示， LVDC微电网-2电压稳定在约750V，其输出电流稳定在约133.3A。图12(g)和(h)给出LVAC微电网直流 侧电压和电流，其电压稳定在750V左右，电流稳定在133.3A左右。图12(i)和(j)为LVAC微电网交流侧电 压及其输出电流，其电压幅值约为311V，其输出电流幅值约为643A。LVAC微电网有功功率在运行过程 中保持在约100kW。上述仿真结果验证了在电网电压跌落时，所提混合微电网及其分层能量控制方法有 效性。

图13给出所提分层能量控制方法在仿真工况4到仿真工况5下，MMC的仿真波形，图14给出所提 分层能量控制方法在仿真工况4到仿真工况5下，各微电网的仿真波形。在仿真工况4到仿真工况5的切 换过程中，MVDC微电网在2.0s时发生功率反转。

图13给出MMC的仿真波形。MVAC电网电压如图13(a)所示，其幅值约为2450V。MMC输出电流 如图13(b)所示，当MVDC微电网发生功率反转时，由于各微电网间功率总和为0，其幅值在2.0s时从约 195A下降到0A。MMC的环流如图11(c)所示。从1.8s到2.0s，由于c相电网电压跌落后，c相环流上 升，当MVDC功率阶跃发生后，三相环流再次相同。三相子模块电容电压如图11(d)～(f)所示，其平均值 在运行过程中均稳定在1500V左右。然而由于MMC与MVAC功率交换下降，其电容电压纹波大幅下降。 MMC直流侧的电压和电流分别如图13(g)和(h)所示，电压约为6kV，电流在2.0s时从50A反转到-50A。

图14给出各微电网仿真波形。如图14(a)和(b)所示，MVDC微电网电压约为5kV，其电流在2.0s时 从60A反转到-60A。如图12(c)和(d)所示，LVDC微电网-1电压稳定在约1kV，其电流稳定在100A左 右。如图12(e)和(f)所示，LVDC微电网-2电压稳定在约750V，其输出电流稳定在约133.3A。图12(g) 和(h)给出LVAC微电网直流侧电压和电流，其电压稳定在750V左右，电流稳定在133.3A左右。图12(i) 和(j)为LVAC微电网交流侧电压及其输出电流，其电压幅值约为311V，其输出电流幅值约为643A。LVAC 微电网有功功率在运行过程中保持在约100kW。上述仿真结果验证了MVDC微电网功率反转时，所提混 合微电网及其分层能量控制方法有效性。

综上所述，该多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法的优点如下：

1)所提五端口混合微网为系统功率交换提供了更高的灵活性：MVDC端口可实现与MVDC微电网的 电力互连，从MVDC微网吸收或释放电能，用于保障中压直流负载，如矿场和直流船舶等。两个LVDC 端口可以连接两个具有不同电压的直流微电网。此外，还可连接LVAC微电网，获得对传统LVAC电力系 统更高的兼容性；

2)与传统混合微电网相比，MVAC电网可直接接入，不需要提及笨重且造价昂贵的工频变压器。与基 于MMC的混合微电网拓扑相比，可大幅降低IGBT数量，降低系统成本；

3)与基于多电平电力电子变压器结构的混合微电网拓扑相比，LVDC和LVAC微电网可通过全桥变换 器及高频变压器然隔离，实现独立控制。因此，可以获得更紧凑和高效的系统；

4)当系统在LVDC和LVAC微电网功率不均衡分配下运行时，用于平衡有功功率的环流幅值更低，因 而可提高功率不均衡分配下系统的运行能力；

5)本发明所提互联方案中拓扑结构及其能量分层控制方法可在不同工况下(功率阶跃、功率反转、中压 交流电网电压不平衡等)运行，有效地平衡模块化多电平变换器内桥臂能量和电容电压，有利于提高中低压 交直流混合微电网的灵活性和稳定性；

6)本发明所提能量分层控制方法在各微电网间功率不均衡运行时，所需注入环流更小，增强系统运行 能力。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能 的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述， 不代表实施例的优劣。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任 何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (4)

1.一种多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法，其特征在于，所述多端口中低压交直流混合微电网包括中压交流电网、中压直流微电网、低压交流微电网、第一低压直流微电网和第二低压直流微电网，中压交流电网与模块化多电平变换器(ModularMultilevel Converter,MMC)的中压交流端口相连，中压直流微电网通过双主动全桥变换器与MMC的中压直流端口相连，低压交流微电网通过MMC的低压交流端口和DC/AC变换器与MMC的第一接口变换器相连，第一低压直流微电网和第二低压直流微电网分别通过MMC的第一低压直流端口、第二低压直流端口与MMC的第二接口变换器、第三接口变换器相连；所述第一低压直流微电网和第二低压直流微电网具有不同电压；

所述能量分层控制方法包括能量管理层控制方法、MMC控制方法、中压直流微电网控制方法、低压直流微电网控制方法、低压交流微电网控制方法；

所述能量管理层控制方法包括：接收来自负荷调度中心的信息，确定各微电网的运行模式及功率参考值，根据系统功率分布情况，确定MMC所需交流输出电流参考值为

式中，i^* _d、i^* _q分别为输出电流参考值的d轴、q轴分量，P^* _MVAC、Q^* _MVAC分别为中压交流电网的有功、无功功率参考值，V_g为中压交流电网电压，K_{pAC1_MMC}和K_{iAC1_MMC}分别为MMC中电容电压之和的比例积分控制器的控制增益，v^* _SM为电容电压参考值，v_SMsum为MMC中所有电容电压之和，具体表示为

式中，v_SMujk、v_SMljk分别为上桥臂、下桥臂电容电压；

确定环流参考值的直流分量为

式中，P^* _MVDC、P^* _LVDC1、P^* _LVDC2、P^* _LVAC分别为中压直流微电网、第一低压直流微电网、第二低压直流微电网、低压交流微电网的有功功率，i^* _dca、i^* _dcb、i^* _dcc分别为a相、b相、c相环流参考值的直流分量，V_dc为直流侧电压；

所述MMC控制方法包括：跟踪能量管理层传递的交流输出电流参考值和环流参考值，通过载波移相脉宽调制，生成桥臂电压输出信号，均衡桥臂内各子模块电容电压；

根据能量管理层产生的环流参考值的直流分量和桥臂电容电压求解所述环流参考值：

式中，i^* _cirj为环流参考值，i^* _{cirj_dc}为用于均衡相电容电压之和的直流参考值分量，i^* _{cirj_1st}为用于均衡上桥臂和下桥臂电容电压的基波分量，i^* _dcj为能量管理层产生的环流参考值的直流分量，i^* _dc为用于控制MMC直流侧电压的直流分量；

环流参考值的各分量表示为：

式中，V^* _dc为MMC的直流侧电压参考值，θ_j为每相相角，K_{pDC1_MMC}、K_{iDC1_MMC}、K_{pDC2_MMC}、K_{iDC2_MMC}、K_{pDC3_MMC}、和K_{iDC3_MMC}为MMC中桥臂电压控制器的控制增益，v_SMuj、v_SMlj为上桥臂、下桥臂电容电压之和：

式中，v_SMujk、v_SMljk分别为上桥臂、下桥臂电容电压；

采用MMC中的环流控制器跟踪直流和基波参考值，同时抑制二倍频分量，采用比例积分谐振控制对环流进行控制：

式中，u_cirj为用于控制环流的电压参考值，i_cirj为环流实际值，ω₀为电网角频率，K_{pDC4_MMC}、K_{iDC4_MMC}、K_{R1_MMC}、和K_{R2_MMC}为比例积分谐振控制的控制增益；

所述中压直流微电网和所述低压直流微电网的控制方法包括：根据能量管理层指令选择其运行模式，并跟踪其功率参考值或直流电压参考值；计算中压直流微电网和低压直流微电网的接口变换器内部的移相角；同步生成占空比为50％，相位相差上述移相角的PWM信号；

所述低压交流微电网控制方法包括：计算低压交流微电网接口变换器内部的移相角，控制直流侧电压跟踪其给定参考值；根据能量管理层指令，选择其运行模式，并控制DC/AC变换器跟踪其功率参考值或交流电压参考值。

2.根据权利要求1所述的多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法，其特征在于，所述中压直流微电网接口变换器在并网运行模式下的移相角计算方法为：

式中，D_MVDC为中压直流微电网接口变换器中的双主动全桥变换器的移相角，F_MVDC(P^* _MVDC)为功率传输函数，K_{p1_MVDC}和K_{i1_MVDC}分别为中压直流微电网中的传输功率控制器的控制增益，P_MVDC为中压直流微电网有功功率。

3.根据权利要求1所述的多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法，其特征在于，所述低压直流微电网接口变换器在并网运行模式下的移相角计算方法为：

式中，D_LVDC1,2为第一低压直流微电网或第二低压直流微电网的接口变换器的移相角，F_LVDC1,2(P^* _LVDC1,2/8)为第一低压直流微电网或第二低压直流微电网中的功率传输函数，K_{p1_LVDC}和K_{i1_LVDC}为低压直流微电网中的传输功率控制器的控制增益，P_LVDC1,2、P^* _LVDC1,2分别为第一低压直流微电网或第二低压直流微电网的传输功率及其参考值。

4.根据权利要求1所述的多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法，其特征在于，所述低压交流微电网接口变换器的移相角计算方法为：

式中，D_LVAC为低压交流微电网中接口变换器的移相角，K_{pDC_LVAC}和K_{iDC_LVAC}为低压交流微电网直流侧电压控制器的控制增益；V_LVAC和V^* _LVAC分别为低压交流微电网的直流侧电压及其参考值。

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