CN105099206B - 一种直流-直流固态变压器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种直流‑直流固态变压器，属于变压器技术领域，解决了现有的高压直流输电系统中电力分接装置体积重量大，无法实现高中低电压等级转换的技术问题。该直流‑直流固态变压器包括：第一MMC换流阀，其一端为直流输入端，用于将直流输入端输入的直流电压逆变为第一交流电压后输出；变压单元，其输入与所述第一MMC换流阀的输出连接，用于对第一MMC换流阀输出的第一交流电压进行幅值变化为第二交流电压输出；第二MMC换流阀，其一端连接所述变压单元，另一端为直流输出端，用于将所述第二交流电压整流为直流电压后从直流输出端输出。

Description

一种直流-直流固态变压器

技术领域

本发明涉及变压器技术领域，具体的说，涉及一种直流-直流固态变压器。

背景技术

高压直流输电(HVDC)技术通常用来从远距离的发电厂向用电设备传输大功率电能，用于传输的输电线路通常是架空线路或者海底电缆，与传统交流输电系统相比，高压直流输电系统成本更低，效率更高。

在高压直流输电系统中，经常存在两个不同电压等级的直流网需要互联，或在高压直流输电系统沿线附近，需要将主干网电力传输给沿线直流网络的情形。交流输电系统中，可以通过在电力传输线上加载电力变压器将电力分接至负载。但对于高压直流输电系统，电力变压器无法传递直流电能，目前常见的解决方案是采用晶闸管器件串联，将直流电能经串联晶闸管器件电路逆变为工频交流电压后，经工频电力变压器传递能量后再整流成相应电压等级的直流电压，具有简单、价格低廉等优点。但是工频变压器体积和重量大，导致换流站占地面积大，并且无法实现高中低电压等级转换。

因此，亟需一种应用于高压直流输电系统中的体积重量小，并且能够实现高中低电压等级转换的电力分接装置。

发明内容

本发明的目的之一在于提供一种直流-直流固态变压器，以解决现有的高压直流输电系统中电力分接装置体积重量大，无法实现高中低电压等级转换的技术问题。

本发明的实施例提供一种直流-直流固态变压器，包括：

第一MMC换流阀，其一端为直流输入端，用于将直流输入端输入的直流电压逆变为第一交流电压后输出；

变压单元，其输入与所述第一MMC换流阀的输出连接，用于对第一MMC换流阀输出的第一交流电压进行幅值变化为第二交流电压输出；

第二MMC换流阀，其一端连接所述变压单元，另一端为直流输出端，用于将所述第二交流电压整流为直流电压后从直流输出端输出。

所述直流-直流固态变压器还包括：

控制单元，其用于基于设定电压生成具有相角差的第一调制波和第二调制波，以使得所述第一交流电压追踪所述第一调制波，所述第二交流电压追踪所述第二调制波，从而使得第二MMC换流阀输出的直流电压追踪设定电压。

所述相角差是通过根据所述设定电压与所述第二MMC换流阀输出的直流电压的差值经过调节器得到的。

所述相角差是通过根据所述设定电压与所述第二MMC换流阀输出的直流电压的差值经过调节器得到的第一相角差叠加上根据所述第二MMC换流阀输出的功率在调节器的作用下形成的第二相角差得到的。

所述变压单元包括：双绕组变压器，所述第一MMC换流阀和所述第二MMC换流阀包括两个桥臂，所述桥臂的中点分别连接所述双绕组变压器原边或副边的两极。

变压单元包括：三个双绕组变压器，

所述第一MMC换流阀和所述第二MMC换流阀包括三个桥臂，所述桥臂的中点依次与所述三个双绕组变压器中每个双绕组变压器原边或副边的一极连接，所述三个双绕组变压器原边或副边的另一极相互连接。

所述桥臂包括上、下两个半桥，所述半桥包括：

级联的n个子模块SM；

电抗器，连接在第n个子模块SM上，用于提供环流阻抗以限制相间环流。

所述控制单元包括：

采集模块，其用于采集所述第二MMC换流阀输出的直流电压和输出功率；

系统控制模块，其用于根据所述设定电压以及所述第二MMC换流阀输出的直流电压和输出功率生成具有相角差的所述第一调制波和所述第二调制波；

第一换流阀控制模块，其用于根据所述第一调制波形成用于控制第一MMC换流阀的第一脉冲信号，将所述第一脉冲信号输出给第一MMC换流阀，使所述第一交流电压追踪所述第一调制波；

第二换流阀控制模块，其用于根据所述第二调制波形成用于控制第二MMC换流阀的第二脉冲信号，将所述第二脉冲信号输出给第二MMC换流阀，使所述第二交流电压追踪所述第二调制波。

所述第一换流阀控制模块和所述第二换流阀控制模块包括：导通数计算子模块，

其用于计算上一时刻桥臂内导通的上、下半桥子模块SM的个数，以及当前时刻桥臂的直流输入平均电压，

并根据表达式D＝modlev﹢2﹣m计算区别系数D，其中，modlev为第一调制波电压或第二调制波电压与直流平均电压的比值，m为桥臂内上一时刻下半桥子模块SM的导通数，

若区别系数大于0.5，则对下半桥子模块SM导通数加1，上半桥子模块SM导通数减1，

进而判断下半桥子模块SM导通数是否小于子模块SM的总数，若小于，则通过电压排序子函数和桥臂子模块导通子函数计算出当前时刻桥臂子模块SM的导通数；

若区别系数小于﹣0.5，则对上半桥子模块SM导通数加1，下半桥子模块SM导通数减1，

进而判断下半桥子模块SM导通数是否小于子模块SM的总数，若小于，则通过电压排序子函数和桥臂子模块导通子函数计算出当前时刻桥臂子模块SM的导通数。

所述第一换流阀控制模块和所述第二换流阀控制模块还包括：脉冲信号生成子模块，

其用于当子模块SM的导通数等于n时，生成用于导通桥臂内所有子模块SM的脉冲信号，其中，n为子模块SM的总数；

当子模块SM的导通数等于0时，生成用于关断桥臂内所有子模块SM的脉冲信号；

当桥臂电流大于0且子模块SM的导通数不等于0和n时，生成用于在桥臂内导通相应数量的电压较低的子模块SM的脉冲信号；

若桥臂电流小于等于0且子模块SM的导通数不等于0和n时，生成用于在桥臂内导通相应数量的电压较高的子模块SM的脉冲信号。

本发明实施例提供的直流-直流固态变压器，采用模块化多电平变换器进行电压的逆变和整流，可以实现类似于交流变压器的直流电压等级转换，能量传输和电气隔离。并且可以根据输入的直流电压等级进行模块数量配置，直接并联接入高压直流电网，无需改变现有高压直流电网输电系统配置。输出端为级联式模块化多电平变流器拓扑，可以根据输出电压进行模块数量配置。同时，输入端和输出端都采用相同的子模块，方便维护和冗余设计。并且基于控制两个交流电压源之间的相角关系从而控制传输功率P的大小和方向的原理，通过控制第一MMC换流阀输出电压和第二MMC换流阀输入电压之间的相角差来稳定第二MMC换流阀输出电压，使其达到设定的电压值，从而实现了输入直流电压和输出直流电压间的高中低电压等级变化。相对于现有的晶闸管串联拓扑，本发明实施例提供的直流-直流固态变压器体积小、重量轻，可靠性高，为不同电压等级的直流电网互联提供了一个轻量化而可靠的解决方案。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分的从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

为了更清楚的说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要的附图做简单的介绍：

图1是本发明实施例提供的直流-直流固态变压器示意图；

图2是本发明实施例提供的两桥臂结构直流-直流固态变压器示意图；

图3是本发明实施例提供的三桥臂结构直流-直流固态变压器示意图；

图4是本发明实施例提供的子模块SM电路图；

图5是本发明实施例提供的控制单元示意图；

图6是本发明实施例提供的直流-直流固态变压器等效电路图；

图7是本发明实施例提供的电压控制器示意图；

图8是本发明实施例提供的阶梯波调制的输出波形图；

图9是本发明实施例提供的导通数计算子模块操作流程图；

图10是本发明实施例提供的脉冲信号生成子模块操作流程图；

附图标记说明：

1、第一MMC换流阀 2、变压单元 3、第二MMC换流阀 4、控制单元 5、采集模块 6、系统控制模块 7、第一换流阀控制模块 8、第二换流阀控制模块 9、导通数计算子模块 10、脉冲信号生成子模块 11、减法器 12、比例积分调节器 13、比例调节器 14、加法器

具体实施方式

以下将结合附图及实施例来详细说明本发明的实施方式，借此对本发明如何应用技术手段来解决技术问题，并达成技术效果的实现过程能充分理解并据以实施。需要说明的是，只要不构成冲突，本发明中的各个实施例以及各实施例中的各个特征可以相互结合，所形成的技术方案均在本发明的保护范围之内。

本发明实施例提供了一种直流-直流固态变压器，如图1所示，该变压器包括：

第一MMC换流阀1，第一MMC换流阀1一端为直流输入端。第一MMC换流阀1将直流输入端输入的直流电压逆变为第一交流电压后输出给变压单元2。变压单元2输入与第一MMC换流阀1的输出连接，变压单元2对第一MMC换流阀1输出的第一交流电压进行幅值变化为第二交流电压输出给第二MMC换流阀3，第二MMC换流阀3一端连接变压单元2，另一端为直流输出端，第二MMC换流阀3将第二交流电压整流为直流电压后从直流输出端输出。

模块化多电平变换器(Modular Multilevel Converter，MMC)，即MMC换流阀秉承了H单元级联结构模块化的优点，通过功率单元的级联实现多电平输出。每个功率单元由一个两电平半单元构成，且所有电容处于悬浮状态。当采用“背靠背”结构时，很容易实现四象限运行，能够轻易的实现能量的转移。且每增加一个电平只需要增加一个模块单元，易于扩展到极高的电平。

因此，本发明实施例提供的直流-直流固态变压器，采用模块化多电平变换器进行电压的逆变和整流，可以实现类似于交流变压器的直流电压等级转换，能量传输和电气隔离。并且可以根据输入的直流电压等级进行模块数量配置，直接并联接入高压直流电网，无需改变现有高压直流电网输电系统配置。输出端为级联式模块化多电平变流器拓扑，可以根据输出电压进行模块数量配置。同时，输入端和输出端都采用相同的子模块，方便维护和冗余设计。相对于现有的晶闸管串联拓扑，本发明实施例提供的直流-直流固态变压器体积小、重量轻，可靠性高，为不同电压等级的直流电网互联提供了一个轻量化而可靠的解决方案。

进一步的，如图2所示，变压单元2包括：双绕组变压器。第一MMC换流阀1和第二MMC换流阀3内部结构相同，方向相反，第一MMC换流阀1一端输入直流电压V_dc1，第二MMC换流阀3一端输出直流电压V_dc2，第一MMC换流阀1和第二MMC换流阀3包括两个桥臂，两个桥臂相同。桥臂的中点分别连接双绕组变压器原边或副边的两极。第一MMC换流阀1的每个桥臂都包括上、下两个半桥，即上桥臂(L11和L13)和下桥臂(L12和L14)。每个半桥都包括级联的n个子模块SM和电抗器，电抗器连接在靠近桥臂中点一侧的第n个子模块SM上，用于提供环流阻抗以限制相间环流。子模块SM的数量由模块内电容电压等级和输入直流电压等级以及电平数量决定，若输入直流电压等级较高或模块内电容电压等级较低亦或者需要的电平数量比较多，则可增加子模块SM的数量从而满足MMC换流阀输入输出的要求。上桥臂(L11和L13)上端与输入的直流电压正极P1相连，下桥臂(L12和L14)下端与输入的直流电压负极N1相连。

双绕组变压器选用中高频变压器HFT，其原边与第一MMC换流阀1两桥臂中点连接，副边与第二MMC换流阀3两桥臂中点连接。它将第一MMC换流阀1形成的高频交流电能耦合到副边，同时对电压进行升压或降压变换，并提供电气隔离。

第二MMC换流阀3的每个桥臂的上桥臂(L21和L23)和下桥臂(L22和L24)同样由n个结构相同的子模块SM级联而成。上桥臂(L21和L23)上端为输出的直流电压正极P2，下桥臂下端(L22和L24)为输出直流电压负极N2。中高频变压器HFT传递过来的高频交流电压由两个桥臂中点处输入。第二MMC换流阀3通过控制桥臂子模块的工作状态，将输入交流电压整流为直流电压V_dc2。

由于图2中第二MMC换流阀为单相整流，导致其输出V_dc2中含有二次谐波电压分量，即频率为输入的高频交流电压两倍的交流电压。为了抑制输出直流电压V_dc2的二次交流电压及提高系统可靠性，换流阀还可以拓展到多相拓扑。

如图3所示，第一MMC换流阀1和第二MMC换流阀3拓展到三桥臂结构，即第一MMC换流阀1和第二MMC换流阀3包括三个桥臂，变压单元2包括三个双绕组中高频变压器，三个桥臂的中点依次与三个双绕组变压器中每个双绕组变压器原边或副边的一极连接，三个双绕组变压器原边或副边的另一极相互连接。

第一MMC换流阀1由三个相同的桥臂构成。每个桥臂的上桥臂(L11，L13，L15)、下桥臂(L12，L14，L16)由n个结构相同的子模块SM级联而成。子模块数量由子模块SM内电容电压等级和第一MMC换流阀输入直流电压等级决定。桥臂的上端与输入的直流电压正极相连，桥臂下端与输入的直流电压负极相连。通过控制第一MMC换流阀桥臂子模块的工作状态，将输入直流电压Vdc1逆变成高频三相交流电压。

中高频变压器原边与第一MMC换流阀1三个桥臂中点连接，副边与第二MMC换流阀3两桥臂中点连接。它将交流电能耦合到副边，同时对电压进行升压或降压变换，并提供电气隔离。

第二MMC换流阀3由三个相同的桥臂构成。每个桥臂的上桥臂(L21，L23，L25)、下桥臂(L22，L24，L26)由n个结构相同的子模块SM级联而成。中高频变压器传递过来的交流电压由三个桥臂中点处输入。通过控制桥臂子模块SM的工作状态，将输入三相交流电压整流为直流电压Vdc2。上桥臂上端为输出直流电压正极，下桥臂下端为输出直流电压负极。

将第一MMC换流阀1的输出交流电压控制成三相对称的高频交流电压，通过中高频高频变压器耦合到次边后，再通过第二MMC换流阀3的三相整流，将三相高频交流电整成直流，抑制了二次谐波电压。

如图4所示，子模块SM由两个反并联着二极管(D1和D2)的IGBT管(T1和T2)和直流储能电容C组成，通过A1和A2级联在上桥臂或下桥臂中。通过控制两个IGBT管T1和T2的开启和关断，来切换子模块SM的工作状态。子模块SM的工作状态如表1所示，其中，1表示IGBT管导通，0表示IGBT管关断。通过切换桥臂中n个子模块SM的工作状态，第一MMC换流阀和第二MMC换流阀就可以实现将直流电压逆变成交流电压，或者将交流电压整流为直流电压。

T1	T2	工作状态
			0	0	充电
0	1	旁路
			1	0	接入
1	1	放电

表1

进一步的，如图5所示，本发明实施例提供的直流-直流固态变压器还包括：

控制单元4，控制单元4基于设定电压生成具有相角差的第一调制波和第二调制波，以使得第一交流电压追踪第一调制波，第二交流电压追踪第二调制波，从而使得第二MMC换流阀3输出的直流电压追踪设定电压。

进一步的，在本发明实施例中，控制单元包括：采集模块5、系统控制模块6、第一换流阀控制模块7和第二换流阀控制模块8。采集模块5采集第二MMC换流阀3输出的直流电压和输出功率以及MMC各个子模块的电容电压，系统控制模块6根据设定电压以及第二MMC换流阀3输出的直流电压和输出功率形成具有相角差的第一调制波和第二调制波。第一换流阀控制模块7根据第一调制波以及第一MMC换流阀子模块电压形成用于控制第一MMC换流阀1的第一脉冲信号，将第一脉冲信号输出给第一MMC换流阀1，使第一交流电压追踪第一调制波。第二换流阀控制模块8根据第二调制波以及第二MMC换流阀子模块电压形成用于控制第二MMC换流阀3的第二脉冲信号，将第二脉冲信号输出给第二MMC换流阀3，使第二交流电压追踪第二调制波。

系统控制模块6负责第一MMC换流阀1第二MMC换流阀3的顶层控制，并且执行其它操作(如按键、数据传输、显示、故障检测等常规控制操作)。

第一换流阀控制模块7和第二换流阀控制模块8分别将启动信号和调制波信号发送至第一MMC换流阀1第二MMC换流阀3。

控制单元中的采集模块5、系统控制模块6、第一换流阀控制模块7和第二换流阀控制模块8均由数字信号处理器(Digital Signal Processor，DSP)组成。DSP设计采用模块化的思想，具有思路清晰，通用性强，易于维护的优点。

进一步的，如图6所示的等效电路，由于能量在第一MMC换流阀和第二MMC换流阀的双向传输是以桥臂电抗和高频变压器漏抗为载体，因此第一MMC换流阀和第二MMC换流阀可以等效成两个幅值和相位受控的交流电源，L为所有桥臂等效电抗和高频变压器等效电抗之和。在直流-直流固态变压器中，中高频变压器两侧第一MMC换流阀和第二MMC换流阀产生频率相同但相角不同的交流电压源和通过控制两个交流电压源和之间的相角关系便能控制传输功率P的大小和方向。

当能量由第一MMC换流阀流向第二MMC换流阀时，第一MMC换流阀输出的交流电压固定幅值。预先设定第二MMC换流阀直流输出电压的期望电压值，即设定电压。通过控制第一MMC换流阀输出的第一交流电压和第二MMC换流阀接收的第二交流电压之间的相角差来控制第二MMC换流阀输出的直流电压达到设定电压值。更具体的说是通过控制相角差来调节子模块SM中直流储能电容的电压，从而使输出直流电压达到设定电压值。

在本发明实施例中，系统控制模块6包括：电压控制器，如图7所示，电压控制器包括：减法器11、比例积分调节器12、比例调解器13、加法器14。相角差是通过根据设定电压与第二MMC换流阀输出的直流电压的差值经过调节器得到的。通过减法器11求得设定电压V_dcref和直流电压V_dc的差，并带入比例积分调节器12计算得到相角差进而生成具有相角差的第一调制波和第二调制波，通过第一调制波和第二调制波分别调制第一交流电压和第二交流电压，就可以使第一交流电压和第二交流电压之间具有相角差进而使得直流电压V_dc追踪设定电压V_dcref。

进一步的，由于在第二MMC换流阀输出端功率突然升高时，只使用设定电压V_dcref和直流电压V_dc的差生成的相角差来调节直流电压V_dc的效果相对比较缓慢，因此引入第二MMC换流阀输出端的实时功率P_ref来形成第二相角差通过减法器11计算设定电压V_dcref与所第二MMC换流阀输出的直流电压V_dc的差值，经过比例积分调节器12计算得到第一相角差根据第二MMC换流阀输出的功率P_ref在比例调节器13的作用下形成第二相角差通过加法器14叠加第一相角差和第二相角差得到相角差进而生成具有相角差的第一调制波和第二调制波。

由于引入第二MMC换流阀输出端的实时功率P来生成相角差在输出功率突然变化的情况下，直流电压控制器也能迅速做出相应的反应，快速的调节第一调制波和第二调制波之间的相角差，进而稳定直流电压V_dc，使其迅速追踪到设定电压V_dcref。

本发明实施例提供的直流-直流固态变压器基于控制两个交流电压源之间的相角关系从而控制传输功率P的大小和方向的原理，通过控制第一MMC换流阀输出电压和第二MMC换流阀输入电压之间的相角差来调节第二MMC换流阀输出电压，使其达到设定的电压值，从而实现了输入直流电压和输出直流电压间的高中低电压等级变化。

第一换流阀控制模块和第二换流阀控制模块根据第一调制波和第二调制波形成用于控制第一MMC换流阀和第二MMC换流阀的脉冲信号。在本发明实施例中，第一换流阀控制模块和第二换流阀控制模块采用最近电平控制(Nearest Level Control,NLC)方式调制第一MMC换流阀和第二MMC换流阀的输出和输入波形。最近电平控制主要包括两个步骤：计算每个桥臂导通的子模块SM数量，然后通过该导通的子模块SM数量形成脉冲信号。

以第一MMC换流阀输出电压为例，图8所示为第一MMC换流阀阶梯波调制的输出波形u_s(t)。

其中，ωt代表输出波形u_s(t)的角度，θ₁至θ₅代表u_s(t)的相位角。MMC通过多个直流电平的投入和切除使输出波形跟踪第一调制波，U_c表示子模块SM的直流电压平均值，U_dc表示输入直流电压值。n(通常是偶数)为上半桥含有的子模块数，也等于下半桥含有的子模块数，这样每个桥臂总是只投入n个子模块。如果这n个子模块由上、下半桥平均分担，则该桥臂输出电压为0。随着调制波瞬时值从0开始升高，该桥臂下半桥处于投入状态的子模块SM需要逐渐增加，而上半桥处于投入状态的子模块SM需要相应地减少，使该桥臂输出的电压跟随调制波升高。最近电平控制将换流阀输出的电压与调制波电压之差控制在(±U_c/2)以内。

采用最近电平控制可以最大限度的减低系统开关损耗，提高系统效率，并且阶梯波调制器件开关频率低，开关损耗小，由于不需控制脉冲宽度，实现起来简单。对电平数很多的MMC换流阀，可以很好的抑制输出谐波水平。

进一步的，如图5所示，第一换流阀控制模块7和第二换流阀控制模块8都包括有导通数计算子模块9，如图9所示，导通数计算子模块执行的操作具体步骤为：

步骤S101、计算上一时刻桥臂内导通的上、下半桥子模块SM的个数，以及当前时刻桥臂的直流输入平均电压；

步骤S102、根据表达式D＝modlev﹢2﹣m计算区别系数D，其中，modlev为第一调制波或第二调制波电压与直流平均电压的比值，m为桥臂内上一时刻下半桥子模块SM的导通数。

步骤S103、若区别系数大于0.5，则对下半桥子模块SM导通数加1，上半桥子模块SM导通数减1。

步骤S104、进而判断下半桥子模块SM导通数是否小于n，若小于n，则通过电压排序子函数和桥臂子模块导通子函数计算出当前时刻桥臂子模块SM的导通数。若大于等于n，则结束计算。

步骤S105、若区别系数小于﹣0.5，则对上半桥子模块SM导通数加1，下半桥子模块SM导通数减1。

步骤S106、进而判断下半桥子模块SM导通数是否小于n，若小于n，则通过电压排序子函数和桥臂子模块导通子函数计算出当前时刻桥臂子模块SM的导通数。若大于等于n，则结束计算。

若区别系数小于等于0.5且大于等于﹣0.5，则结束计算。

进一步的，如图5所示，第一换流阀控制模块7和第二换流阀控制模块8还包括：脉冲信号生成子模块10，如图10所示，脉冲信号生成子模块10执行的具体操作步骤为：

步骤S201、获取导通数计算子模块输出的桥臂子模块SM的导通数；

步骤S202、当子模块SM的导通数等于n时，生成用于导通桥臂内所有子模块SM的脉冲信号其中，n为子模块SM的总数。

步骤S203、当子模块SM的导通数等于0时，生成用于关断桥臂内所有子模块SM的脉冲信号。

步骤S204、当桥臂电流大于0且子模块SM的导通数不等于0和n时，生成用于在桥臂内导通相应数量的电压较低的子模块SM的脉冲信号。

步骤S205、若桥臂电流小于等于0且子模块SM的导通数不等于0和n时，生成用于在桥臂内导通相应数量的电压较高的子模块SM的脉冲信号。

在脉冲信号生成子模块生成的脉冲信号控制下，第一MMC换流阀和第二MMC换流阀将输出和输入的第一交流电压和第二交流电压被调制成具有相应的相角差，使得第二MMC换流阀输出的直流电压追踪设定电压，设定电压可以为高中低等级电压，从而实现了输入直流电压到输出直流电压之间的高中低电压等级变换，例如高压-中压变换，低压-高压变换。

因此，本发明实施例提供的直流-直流固态变压器，采用模块化多电平变换器进行电压的逆变和整流，可以实现类似于交流变压器的直流电压等级转换，能量传输和电气隔离。并且可以根据输入的直流电压等级进行模块数量配置，直接并联接入高压直流电网，无需改变现有高压直流电网输电系统配置。输出端为级联式模块化多电平变流器拓扑，可以根据输出电压进行模块数量配置。同时，输入端和输出端都采用相同的子模块，方便维护和冗余设计。并且基于控制两个交流电压源之间的相角关系从而控制传输功率P的大小和方向的原理，通过控制第一MMC换流阀输出电压和第二MMC换流阀输入电压之间的相角差来稳定第二MMC换流阀输出电压，使其达到设定的电压值，从而实现了输入直流电压和输出直流电压间的高中低电压等级变化。相对于现有的晶闸管串联拓扑，本发明实施例提供的直流-直流固态变压器体积小、重量轻，可靠性高，为不同电压等级的直流电网互联提供了一个轻量化而可靠的解决方案。

虽然本发明所公开的实施方式如上，但所述的内容只是为了便于理解本发明而采用的实施方式，并非用以限定本发明。任何本发明所属技术领域内的技术人员，在不脱离本发明所公开的精神和范围的前提下，可以在实施的形式上及细节上作任何的修改与变化，但本发明的专利保护范围，仍须以所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (7)

1.一种直流-直流固态变压器，其特征在于，包括：

第一MMC换流阀，其一端为直流输入端，用于将直流输入端输入的直流电压逆变为第一交流电压后输出；

变压单元，其输入与所述第一MMC换流阀的输出连接，用于对第一MMC换流阀输出的第一交流电压进行幅值变化为第二交流电压输出；

第二MMC换流阀，其一端连接所述变压单元，另一端为直流输出端，用于将所述第二交流电压整流为直流电压后从直流输出端输出；

所述直流-直流固态变压器还包括：

控制单元，其用于基于设定电压生成具有相角差的第一调制波和第二调制波，以使得所述第一交流电压追踪所述第一调制波，所述第二交流电压追踪所述第二调制波，从而使得第二MMC换流阀输出的直流电压追踪设定电压；

所述控制单元包括：

采集模块，其用于采集所述第二MMC换流阀输出的直流电压和输出功率；

系统控制模块，其用于根据所述设定电压以及所述第二MMC换流阀输出的直流电压和输出功率生成具有相角差的所述第一调制波和所述第二调制波；

第一换流阀控制模块，其用于根据所述第一调制波形成用于控制第一MMC换流阀的第一脉冲信号，将所述第一脉冲信号输出给第一MMC换流阀，使控制单元所述第一交流电压追踪所述第一调制波；

第二换流阀控制模块，其用于根据所述第二调制波形成用于控制第二MMC换流阀的第二脉冲信号，将所述第二脉冲信号输出给第二MMC换流阀，使所述第二交流电压追踪所述第二调制波；

所述第一换流阀控制模块和所述第二换流阀控制模块包括：导通数计算子模块，

其用于计算上一时刻桥臂内导通的上、下半桥子模块SM的个数，以及当前时刻桥臂的直流输入平均电压，

并根据表达式D＝modlev﹢2﹣m计算区别系数D，其中，modlev为第一调制波电压或第二调制波电压与直流平均电压的比值，m为桥臂内上一时刻下半桥子模块SM的导通数，

若区别系数大于0.5，则对下半桥子模块SM导通数加1，上半桥子模块SM导通数减1，

进而判断下半桥子模块SM导通数是否小于子模块SM的总数，若小于，则通过电压排序子函数和桥臂子模块导通子函数计算出当前时刻桥臂子模块SM的导通数；

若区别系数小于﹣0.5，则对上半桥子模块SM导通数加1，下半桥子模块SM导通数减1，

进而判断下半桥子模块SM导通数是否小于子模块SM的总数，若小于，则通过电压排序子函数和桥臂子模块导通子函数计算出当前时刻桥臂子模块SM的导通数。

2.如权利要求1所述的直流-直流固态变压器，其特征在于，所述相角差是通过根据所述设定电压与所述第二MMC换流阀输出的直流电压的差值经过调节器得到的。

3.如权利要求1所述的直流-直流固态变压器，其特征在于，所述相角差是通过根据所述设定电压与所述第二MMC换流阀输出的直流电压的差值经过调节器得到的第一相角差叠加上根据所述第二MMC换流阀输出的功率在调节器的作用下形成的第二相角差得到的。

4.如权利要求3所述的直流-直流固态变压器，其特征在于，所述变压单元包括：双绕组变压器，所述第一MMC换流阀和所述第二MMC换流阀包括两个桥臂，所述桥臂的中点分别连接所述双绕组变压器原边或副边的两极。

5.如权利要求3所述的直流-直流固态变压器，其特征在于，变压单元包括：三个双绕组变压器，

所述第一MMC换流阀和所述第二MMC换流阀包括三个桥臂，所述桥臂的中点依次与所述三个双绕组变压器中每个双绕组变压器原边或副边的一极连接，所述三个双绕组变压器原边或副边的另一极相互连接。

6.如权利要求4或5所述的直流-直流固态变压器，其特征在于，所述桥臂包括上、下两个半桥，所述半桥包括：

级联的n个子模块SM；

电抗器，连接在第n个子模块SM上，用于提供环流阻抗以限制相间环流。

7.如权利要求6所述的直流-直流固态变压器，其特征在于，所述第一换流阀控制模块和所述第二换流阀控制模块还包括：脉冲信号生成子模块，

其用于当子模块SM的导通数等于n时，生成用于导通桥臂内所有子模块SM的脉冲信号，其中，n为子模块SM的总数；

当子模块SM的导通数等于0时，生成用于关断桥臂内所有子模块SM的脉冲信号；

当桥臂电流大于0且子模块SM的导通数不等于0和n时，生成用于在桥臂内导通相应数量的电压较低的子模块SM的脉冲信号；

若桥臂电流小于等于0且子模块SM的导通数不等于0和n时，生成用于在桥臂内导通相应数量的电压较高的子模块SM的脉冲信号。