CN109217687A - 基于mmc的配电网电力电子变压器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明提出一种基于MMC的配电网电力电子变压器及其控制方法，输入级采用MMC变换器，隔离级采用ISOP型DAB变换器，输出级采用三相逆变器，其中MMC变换器为三相结构，每相均具有上下对称的两个桥臂，三相上桥臂并联至公共直流母线电压的正极，三相下桥臂并联至公共直流母线电压的负极，针对输入级采用电压电流双闭环控制和最近电平逼近调制，隔离级采用开环控制，输出级采用双闭环控制。本发明采用模块化多电平拓扑结构，提高了直流输出电压的电压质量，减少了高频变压器以及电力电子开关器件的数量，此外由于MMC型结构每相之间相互独立，提高了控制策略的灵活性。
Description
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，特别涉及一种基于MMC的配电网电力电子变压器及其控制方法。
背景技术
电力变压器是电力系统的输电以及配电环节最基本的设备之一，主要承担电压等级转换及电气隔离、能量传递的功能，但传统电力变压器有设备体积大、易产生谐波问题、电能质量无法保证等缺陷。近年来，智能电网及能源互联网的兴起，也大力推动了电力电子技术在电力系统中的应用发展。依托电力电子技术手段，在传统变压器基础上，专家学者提出新型变压器--电力电子变压器。电力电子变压器不仅兼具传统变压器隔离、变换电压、传递能量等功能，还可实现对潮流的控制以及电能质量的治理，其应用领域将十分广阔。
目前已有的电力电子变压器拓扑结构主要包括AC-DC-AC变换器和AC-AC变换器两种。但是相比于AC-AC变换器，AC-DC-AC变换器由于直流环节的存在，增加了电力电子变换器控制的灵活度，也能实现更多AC-AC拓扑无法实现的功能，主要包括功率系数灵活控制、双向潮流控制、电能质量控制等，具有更高的高压大功率场合适用性。现有AC-DC-AC变换器输入侧主要采用级联H桥结构，该结构缺少一个中压直流输出端口，并且需要使用的功率开关器件以及高压变压器数量多，大大增加了建造成本。
发明内容
本发明的目的在于提供一种基于MMC的配电网电力电子变压器及其控制方法。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种基于MMC的配电网电力电子变压器，输入级采用MMC变换器，与电网相连，将三相交流电压整流为高压直流电；隔离级采用ISOP型DAB变换器，与MMC变换器输出端相连，将高压直流电变换为低压直流电；输出级采用三相逆变器，与ISOP型DAB变换器输出端和三相平衡负载连接，将低压直流电逆变为三相交流电，所述MMC变换器为三相结构，每相均具有上下对称的两个桥臂，三相上桥臂并联至公共直流母线电压的正极，三相下桥臂并联至公共直流母线电压的负极。
一种基于MMC的配电网电力电子变压器的控制方法，包括高压交流侧MMC控制策略和输出级控制策略，其中高压交流侧MMC采用电压电流双闭环控制策略和最近电平逼近调制策略，输出级采用电压外环电流内环双闭环控制策略。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：1)本发明采用基于MMC的电力电子变压器拓扑结构，增加了电力电子变换器控制的灵活度，适用于高压大功率场合；2)本发明采用电压电流双环控制，电压外环可以改善输出电压波形，提高输出精度，电流内环采用PI控制器，能够使系统获得较好的动态响应性能。
附图说明
图1是本发明的基于MMC的配电网电力电子变压器的拓扑结构图。
图2是本发明的MMC变换器的拓扑结构图。
图3是本发明的输入级控制框图。
图4是本发明的最近电平逼近的原理图。
图5是本发明的输出级控制框图。
图中，C0为MMC子模块电容；Lg为网侧滤波电感；L0为桥臂电感；UdcH为输入级输出直流电压；CH为隔离级高压侧电容；CL为隔离级低压侧电容；UdcL为隔离级输出直流电压；Lf为低压侧滤波电感；Cf为低压侧滤波电容。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明的技术方案作进一步的说明。
如图1所示，基于MMC的配电网电力电子变压器包括MMC变换器、ISOP型DAB变换器和三相逆变器，其中输入级采用MMC变换器，MMC变换器输入侧与电网相连，将三相交流电压整流为高压直流电；隔离级采用ISOP型DAB变换器，ISOP型DAB变换器的输入侧与MMC变换器相连，将高压直流电变换为低压直流电；输出级采用三相逆变器，三相逆变器与ISOP型DAB变换器相连，将低压直流电逆变为三相交流电，为三相平衡负载供电。
作为一种具体实施方式，如图2所示，MMC变换器为三相结构，每相均具有上下对称的两个桥臂，三相上桥臂并联至公共直流母线电压的正极，三相下桥臂并联至公共直流母线电压的负极。作为一种更具体实施方式，每个桥臂均由若干结构相同的功率子模块和一个桥臂电感串联而成，桥臂电感起到抑制相间环流和保护故障子模块等作用。
工频的高压交流电分别接入到MMC的三相桥臂的中点，三相桥臂的上、下公共端接出作为输出，形成高压直流母线的正负端。三相上下共6个桥臂，每个桥臂按一定的正弦规律，控制各子模块的投入与切除状态，即控制上下桥臂投入的子模块数目，调制出各自的桥臂电压，在各相桥臂中点获得标准正弦电压。实际运行时，上、下桥臂分别可以等效为电压源，同时需各相桥臂电压之和尽可能保持恒定，即保持直流母线电压稳定。一般情况下，为保证系统的正常运行，需对交流侧电压电流相位进行控制，满足系统功率因数的要求。
图3是输入级控制框图，输入级MMC变换器的控制为电压外环和电流内环控制，将电压外环控制的输出作为电流内环控制的输入参考指令信号，参考指令信号与输入电流信号进行比较后，经过电流控制器作为输出控制信号，经过最近电平调制后，控制开关器件，实现电力电子变压器控制。
电流内环的控制以dq坐标变换为基础，检测网侧三相电流ia、ib、ic，并变换到dq坐标系，将得到的id、iq分别与内环的指令值比较，然后通过各自的PI控制器对id、iq进行控制。
电流内环控制根据三相MMC变流器的dq数学模型确定，模型可以描述为：
式中：ω为电网电压角频率，usd、usq、id、iq分别为交流电网基波电压和网侧基波电流的d轴和q轴分量，ed、eq分别为三相内部虚拟电动势的d轴和q轴分量，p为微分算子，L0为桥臂限流电感，R0为桥臂等效电阻，L为滤波器等效电感。
根据瞬时无功功率理论，将与电网电动势矢量Vs同轴的d轴方向的电流分量id定义成有功电流，而把超前于d轴90°的电流分量iq定义成无功电流。由于d、q轴的变量相互耦合，采用前馈解耦控制对其进行解耦。由于d、q轴分量都是直流量，电流控制器选用PI控制，将上式的数学模型写成下式形式
从而得到电流内环控制方程如下：
式中：KiP、KiI分别为电流环的比例和积分系数，分别是id、iq的指令值，s为积分算子。
电压外环控制的目标是稳定MMC整流得到的直流电压。根据直流电压参考值，通过外环电压控制器，调整内环电流控制器的输入值，即d轴电流分量参考值，从而间接实现对直流电压的控制。当直流电压参考值与实际值之差大于0时，外环的负反馈作用使外环控制器输出增大，提高变换器的输入功率，变换器的储能电容充电，直流电压将上升；当直流电压参考值与实际值之差小于0时，外环的负反馈作用使外环控制器输出减小，降低变换器的输入功率，变换器储能电容放电，直流电压下降。
PET输入级整流得到的电压即MMC直流电压是通过有功电流进行控制的，有功电流内环的电流参考值来自于电压外环PI调节器的输出。由整流级双闭环控制的控制框图可知，外环的具体实现过程是将直流电压指令值与负反馈过来的实际值进行比较，将误差送到PI控制器，调节得到内环电流的指令值。外环控制的表达式为
式中：KuP、KuI分别为电压环的比例和积分系数，是udc的指令值。
图4所示是最近电平逼近的原理图，输入信号包括每相上下桥臂需要投入的子模块数量、子模块电容电压和桥臂电流，输出信号为触发脉冲信号。子模块电容电压为MMC每相上下桥臂子模块电容C0上的电压，桥臂电流为MMC每相上下桥臂电流，每相上、下桥臂投入的子模块数量分别为：
式中：N为桥臂子模块个数，m为调制比，msinωt为输入级电压电流双环控制得到的电压调制信号。
根据上式得到任意时刻上下桥臂投入参考子模块数的波形，用round函数对其进行取整近似，由此得到各个时刻上下桥臂应投入的的子模块数目，波形呈现为阶梯波规律。结合均压方法，对子模块电容电压进行排序，依据桥臂电流方向，确定各子模块的投切状态，得到相应的触发脉冲。在电容充电时，触发接入电压最低的n个子模块，放电时接入电压较高的n个子模块。
图5是输出级控制框图。输出级采用双闭环控制，电压外环主要目的是给定电流值和逆变器输出电压的幅值，并实现单位功率因数控制。电流内环的主要目的是按电压外环的输出电流指令进行电流控制，内环电流控制器实现电流的快速跟踪。内外环均采用PI调节器，实现无静差控制。
电流内环控制根据逆变器在d-q坐标系下的电流方程
式中L、R为滤波器等效电感、电阻，ud、uq、id、iq为逆变器输出电压、电流的d、q轴分量，uod、uoq为负载电压的d、q轴分量。
上式表明d，q轴电流除受控制量ud，uq的控制外，还受到电流交叉耦合项ωLiq，ωLid的影响。为了消除电流耦合，电流内环采用负载电压前馈及输出滤波电感电压解耦控制。则相应的电流内环控制方程为：
所以，引入负载电压前馈及输出滤波电感电压解耦控制实现了d，q轴电流的解耦控制。
电压外环控制根据逆变器在d-q坐标系下的电压方程
式中C为滤波器电容，iod、ioq为负载电流的d、q轴分量
上式表明d，q轴上负载电压除受控制量id，iq的控制外，还受到电流交叉耦合项ωCuoq，ωCuod的影响。为了消除电压耦合，电压外环采用负载电流前馈以及输出滤波电容电流解耦。相应的电压外环控制方程为：
所以，引入负载电流前馈及输出滤波电容电流解耦控制实现了d，q轴电压的解耦控制。
系统中负载电流与负载电压前馈量的引入，以及电容解耦电流电感解耦电压的引入有效的减轻了调节器的负担，加快了系统的相应速度，提高了逆变器的非线性负载能力。利用电压空间矢量SVPWM控制技术的调节，得到逆变器PWM驱动信号，从而使得逆变器在电压电流双闭环控制下，输出额定的正弦波电压。
本发明所提出的基于MMC的配电网电力电子变压器及其控制方法，输入级采用了模块化多电平结构，模块化程度高。由于其自身结构具有三相共高压直流母线，在需要高压直流的交直流混合场合具有显著优势，且三相结构减少了高压变频器和开关器件的数量故而降低了建造成本。MMC结构增加了电力电子变换器控制的灵活度，适用于高压大功率场合。控制方法上采用电压电流双环控制，电压外环可以改善输出电压波形，提高输出精度；电流内环采用PI控制器，能够使系统获得较好的动态响应性能。
Claims (8)
1.一种基于MMC的配电网电力电子变压器，输入级采用MMC变换器，与电网相连，将三相交流电压整流为高压直流电；隔离级采用ISOP型DAB变换器，与MMC变换器输出端相连，将高压直流电变换为低压直流电；输出级采用三相逆变器，与ISOP型DAB变换器输出端和三相平衡负载连接，将低压直流电逆变为三相交流电，其特征在于，所述MMC变换器为三相结构，每相均具有上下对称的两个桥臂，三相上桥臂并联至公共直流母线电压的正极，三相下桥臂并联至公共直流母线电压的负极。
2.根据权利要求1所述的基于MMC的配电网电力电子变压器，其特征在于，每个桥臂均由若干结构相同的功率子模块和一个桥臂电感串联而成。
3.根据权利要求2所述的基于MMC的配电网电力电子变压器，其特征在于，所述功率子模块包括半桥结构和储能电容，所述半桥结构包括两个带有反并联二极管的IGBT。
4.根据权利要求1所述的基于MMC的配电网电力电子变压器，其特征在于，所述ISOP型DAB变换器包含两个结构相同的有源全桥和一个中频隔离变压器，两个有源全桥控制功率的双向传输，隔离变压器实现电气隔离与电压变换。
5.根据权利要求1所述的基于MMC的配电网电力电子变压器，其特征在于，所述三相逆变器包括三相全桥变换器和LC滤波器。
6.一种基于MMC的配电网电力电子变压器的控制方法，其特征在于，包括高压交流侧MMC控制策略和输出级控制策略，其中高压交流侧MMC采用电压电流双闭环控制策略和最近电平逼近调制策略，输出级采用电压外环电流内环双闭环控制策略。
7.根据权利要求6所述的基于MMC的配电网电力电子变压器控制方法，其特征在于，电压电流双闭环控制策略为：将实测得到的直流侧电压与参考电压比较后，经过电压控制器作为电流内环控制的输入参考指令信号，参考指令信号与输入电流信号进行比较后，经过电流控制器作为输出控制信号，经过最近电平调制后，控制开关器件，实现电力电子变压器控制。
8.根据权利要求6所述的基于MMC的配电网电力电子变压器控制方法，其特征在于，最近电平逼近调制即阶梯波电平逼近，在各时刻给子模块上下管触发脉冲，使相应子模块投入或者切除，保证时刻都为n个功率子模块投入，输出n+1电平的电压，以阶梯波代替正弦波。
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