CN114567191B - 一种基于混合mmc的btb换流器及其控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种基于混合MMC的BTB换流器，包括整流侧MMC拓扑和逆变侧MMC拓扑，整流侧MMC和逆变侧MMC共用一条直流母线，直流母线电压为Vdc。针对电力电子换流器功率损耗大的问题，本发明提出一种基于混合MMC的BTB换流器，其每个桥臂的子模块采用一个SiC MOSFET器件和多个Si IGBT器件混合而成，利用SiC MOSFET的低开关损耗特性，将高频分量均集中在采用SiC MOSFET的子模块上，可以减小换流器的功率损耗。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体为一种基于混合MMC的BTB换流器及其控制方法。
背景技术
电力电子变换器作为配电网中应用最普遍的关键性一类设备，其性能指标与经济指标将直接决定输出电能质量。相比于其他变换器，模块化多电平变换器MMC具有高度模块化、低输出谐波以及容易扩展等特性，在柔性直流输电、变频调速和风电场领域得到了广泛的应用。另外，基于MMC的BTB换流器，无需变压器，故障处理能力强，在微网并网领域也越来越受到关注。现在Si IGBT是常用于中、高压MMC的功率半导体器件，这种功率半导体器件开关频率低、功率密度低，而MMC的性能会受到功率半导体器件的影响，故这些特性会影响到其传输效率，增加功率损耗。另一方面，电容电压波动是MMC常见的问题，这会影响输出电流和输出频率。尤其当MMC应用于具有高起动转矩要求的电机驱动时，电压波动问题将变得更加严重。现有技术为了保持子模块电容电压波动在一个合理的范围内，通常需要较大的SM电容值，这并不利于节约成本和减小变换器体积。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种基于混合MMC的BTB换流器及控制方法来解决现有技术中的电力电子换流器功率损耗大、子模块电容电压波动大的问题。
为解决以上技术问题，本发明的技术方案为：提供一种基于混合MMC的BTB换流器，其创新点在于：包括整流侧MMC拓扑和逆变侧MMC拓扑，所述整流侧MMC和逆变侧MMC共用一条直流母线，直流母线电压为Vdc。
进一步的，所述整流侧MMC和逆变侧MMC均采用三相六桥臂MMC结构，其中每相分别由上桥臂和下桥臂组成，所述上桥臂和下桥臂均分别由N个半桥子模块串联形成，且每相的上桥臂和下桥臂之间通过耦合电感Larm连接，半桥子模块的个数由输入的直流电压及采用的开关器件的耐压等级决定。
进一步的，所述整流侧MMC和逆变侧MMC的每一相均包括SiC MOSFET和Si IGBT，其中每一相上桥臂第一个子模块和下桥臂最后一个子模块采用SiC MOSFET器件，每一相剩余的其余子模块均采用Si IGBT器件。
进一步的，所述整流侧MMC的三相上桥臂第一个子模块的电容与逆变侧MMC的三相上桥臂第一个子模块的电容相连，整流侧MMC的三相下桥臂最后一个子模块的电容与逆变侧MMC的三相下桥臂最后一个子模块的电容相连。
进一步的，所述整流侧MMC拓扑通过三相中点与配网相连，所述逆变侧MMC拓扑通过三相中点与微网相连。
进一步的，所述整流侧MMC和逆变侧MMC之间连接了两个电容C，这两个电容C的中点和微网之间的连线表示零电位参考点。
为解决以上技术问题，本发明还提供一种基于混合MMC的BTB换流器的控制方法，其创新点在于：具体分为整流侧MMC控制方法和逆变侧MMC控制方法，具体包括以下步骤：
S1：整流侧MMC控制方法的具体步骤为：
(1)设定直流电压参考值，其与采集到的直流电压值相减后，经过PI调节器，可得到电流参考值，采集交流侧三相电流值与三相电压源电压值；
(2)将步骤(1)得到的交流侧三相电压源电压值通过锁相环装置，得到派克变换所需相位θ；
(3)利用派克变换，将三相静止坐标系下的正弦交流量变换到两轴同步旋转坐标系DQ下的直流分量，即将步骤(1)采集到的交流侧三相电流值通过派克变换转变为输出变量ivd、ivq，将步骤(1)采集到的交流侧三相电压源电压值通过派克变换转变为扰动变量usd、usq；
(4)将步骤(3)得到的输出变量ivd、ivq与其指令值ivd *、ivq *相减后，经过PI调节器，再引入扰动变量usd、usq和电压前馈量ωLivd、ωLivq以消除DQ轴耦合部分，即可得到控制变量参考值idiffd *、idiffq *，最后经过DQ逆变换器得到所需三相的电压参考值；
(5)采集第一个子模块和最后一个子模块的电容电压，并取其平均值得到uc，将其与子模块平均电容电压uc *相减后，经过PI调节器，再与引入的前馈量0.2Vo相加后可实现三次谐波电压的主动注入，将注入的三次谐波电压与步骤(4)得到的三相电压参考值相减后，得到的电压参考值作为调制信号进入调制模块；
(6)制定调制策略：每个桥臂由N个子模块组成，每个子模块的电容电压均为Vc＝Vdc/N,桥臂参考电压为Vref，所述NL-PWM的调制策略中中仅有第一个子模块采用SiCMOSFET，该子模块不再参与子模块电容电压的排序和挑选，而固定采用PWM调制，根据与三角载波电压ucarrier相比产生该子模块的驱动信号，其产生的电压为uPWM，剩余的子模块则采用最近电平调制，将其子模块电容电压利用算法进行升序排序，所需投入的K个子模块根据桥臂电流的方向和子模块电容电压来确定，整个桥臂投入的子模块数narm可由其余子模块的投入数nstep和第一个子模块的投切状态nPWM相加得到；
(7)按照调制策略，根据桥臂电压与投入子模块的关系，可以得到如下关系式(以上桥臂为例)：
KVc＜urefu＜(K+1)Vc
(8)按照调制策略，利用取整函数Floor确定所需投入运行的子模块数K，根据桥臂电压与投入子模块的电容电压关系，可以得到第一个子模块的电压，计算公式如下：
narm＝nstep+nPWM
(9)按照调制策略，根据步骤(8)计算得到的第一个子模块的电压，即第一个子模块的调制信号，在同一个桥臂中，将三角载波经过延时模块得到新的载波信号，该载波信号与调制信号进行比较产生第一个子模块的驱动信号；
S2：逆变侧MMC控制方法的具体步骤为：
(1)设定电流参考值，采集交流侧三相电流值和三相电压源电压值；
(2)将步骤(1)得到的交流侧三相电压源电压值通过锁相环装置，得到派克变换所需相位θ_inv；
(3)利用派克变换，将步骤(1)采集到的交流侧三相电流值通过派克变换转变为输出变量ivd_inv、ivq_inv，将步骤(1)采集到的交流侧三相电压源电压值通过派克变换转变为扰动变量usd_inv、usq_inv；
(4)将步骤(3)得到的输出变量ivd_inv、ivq_inv与其指令值ivd_inv *、ivq_inv *相减后，经过PI调节器，再引入扰动变量usd_inv、usq_inv和电压前馈量ωLivd_inv、ωLivq_inv以消除DQ轴耦合部分，即可得到控制变量参考值idiffd_inv *、idiffq_inv *，最后经过DQ逆变换器得到所需三相的电压参考值，将其作为调制信号进入调制模块；
(5)调制策略：调制策略同所述步骤S1中的步骤(6)-(9)。
进一步的，所述步骤S1中的步骤(6)中的根据桥臂电流的方向和子模块电容电压来确定投入的子模块的具体方法为：当桥臂电流大于0时，根据电容电压排序结果，选择低电压的K个子模块进行投入，反之，当桥臂电流小于0时，选择高电压的K个子模块进行投入。
与现有的技术相比，本发明的有益效果在于：
(1)针对电力电子换流器功率损耗大的问题，本发明提出一种基于混合MMC的BTB换流器，其每个桥臂的子模块采用一个SiC MOSFET器件和多个Si IGBT器件混合而成，利用SiC MOSFET的低开关损耗特性，将高频分量均集中在采用SiC MOSFET的子模块上，可以减小换流器的功率损耗。
(2)针对电力电子换流器子模块电容电压波动大的问题，本发明提出一种基于混合MMC的BTB换流器，将整流侧和逆变侧MMC三相上桥臂第一个子模块的电容与最后一个子模块的电容分别相连，有利于减小子模块电容电压波动，减少其所需电容值。
(3)本发明提出的基于混合MMC的BTB换流器，在整流侧主动注入三次谐波电压，稳定整流侧和逆变侧SiC子模块的电容电压。
附图说明
图1是本发明提出的一种基于混合MMC的BTB换流器的结构图
图2是本发明中整流侧MMC和逆变侧MMC的控制框图
图3是本发明中单相MMC电路图以及NL-PWM调制原理图
图4是实施例中分别采用混合式结构与全Si IGBT结构时，BTB换流器的功率损耗对比情况
图5是实施例中整流侧MMC的交流侧线电压波形
图6是实施例中整流侧MMC的交流侧三相相电压输出波形
图7是实施例中整流侧MMC的交流侧三相电流输出波形
图8是实施例中整流侧MMC注入三次谐波电压后，输出调制模块的参考电压波形
图9是实施例中逆变侧MMC的交流侧线电压波形
图10是实施例中逆变侧MMC的交流侧三相相电压输出波形
图11是实施例中逆变侧MMC的交流侧三相电流输出波形
图12是实施例中整流侧A相上桥臂各子模块电容电压波形
图13是实施例中逆变侧A相上桥臂各子模块电容电压波形
图14是实施例中推导的子模块一次电压波动情况
图15是实施例中推导的子模块二次电压波动情况
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，对本发明作进一步说明。
本发明提供一种基于混合MMC的BTB换流器，其具体结构如图1所示，包括整流侧MMC拓扑和逆变侧MMC拓扑，所述整流侧MMC和逆变侧MMC共用一条直流母线，直流母线电压为Vdc。整流侧MMC和逆变侧MMC均采用三相六桥臂MMC结构，其中每相分别由上桥臂和下桥臂组成，上桥臂和下桥臂均分别由N个半桥子模块串联形成，且每相的上桥臂和下桥臂之间通过耦合电感Larm连接，半桥子模块的个数由输入的直流电压及采用的开关器件的耐压等级决定。
本发明的每一相均包括SiC MOSFET和Si IGBT，其中每一相上桥臂第一个子模块和下桥臂最后一个子模块采用SiC MOSFET器件，每一相剩余的其余子模块均采用Si IGBT器件。
本发明的整流侧MMC的三相上桥臂第一个子模块的电容与逆变侧MMC的三相上桥臂第一个子模块的电容相连，整流侧MMC的三相下桥臂最后一个子模块的电容与逆变侧MMC的三相下桥臂最后一个子模块的电容相连。
本发明的整流侧MMC拓扑通过三相中点与配网相连，逆变侧MMC拓扑通过三相中点与微网相连。
本发明的整流侧MMC和逆变侧MMC之间连接了两个电容C，整流侧MMC和逆变侧MMC之间的直流母线上串联两个电容C，两个电容C的中点和微网连接。这两个电容C的中点和微网之间的连线表示零电位参考点。
本发明还提供一种基于混合MMC的BTB换流器的控制方法，具体分为整流侧MMC控制方法和逆变侧MMC控制方法，具体包括以下步骤：
S1：整流侧MMC控制方法的具体步骤为：
(1)设定直流电压参考值，其与采集到的直流电压值相减后，经过PI调节器，可得到电流参考值,采集交流侧三相电流值与三相电压源电压值；
(2)将步骤(1)得到的交流侧三相电压源电压值通过锁相环装置，得到派克变换所需相位θ；
(3)利用派克变换，将三相静止坐标系下的正弦交流量变换到两轴同步旋转坐标系DQ下的直流分量，即将步骤(1)采集到的交流侧三相电流值通过派克变换转变为输出变量ivd、ivq，将步骤(1)采集到的交流侧三相电压源电压值通过派克变换转变为扰动变量usd、usq；
(4)将步骤(3)得到的输出变量ivd、ivq与其指令值ivd *、ivq *相减后，经过PI调节器，再引入扰动变量usd、usq和电压前馈量ωLivd、ωLivq以消除DQ轴耦合部分，即可得到控制变量参考值idiffd *、idiffq *，最后经过DQ逆变换器得到所需三相的电压参考值；
(5)采集第一个子模块和最后一个子模块的电容电压，并取其平均值得到uc，将其与子模块平均电容电压uc *相减后，经过PI调节器，再与引入的前馈量0.2Vo相加后可实现三次谐波电压的主动注入，将注入的三次谐波电压与步骤(4)得到的三相电压参考值相减后，得到的电压参考值作为调制信号进入调制模块，整流侧MMC的控制框图如图2(a)所示；
(6)制定调制策略：每个桥臂由N个子模块组成，每个子模块的电容电压均为Vc＝Vdc/N,桥臂参考电压为Vref，提出的NL-PWM的调制策略如图3所示，图3(a)是MMC电路图，图3(b)是桥臂输出电压波形，图3(c)是桥臂输出电压的阶梯波部分，图3(d)是桥臂输出电压的PWM部分，其中仅有第一个子模块采用SiC MOSFET，该子模块不再参与子模块电容电压的排序和挑选，而固定采用PWM调制，根据与三角载波电压ucarrier相比产生该子模块的驱动信号，其产生的电压为uPWM，剩余的子模块则采用最近电平调制，将其子模块电容电压利用算法进行升序排序，所需投入的K个子模块根据桥臂电流的方向和子模块电容电压来确定，整个桥臂投入的子模块数narm可由其余子模块的投入数nstep和第一个子模块的投切状态nPWM相加得到；
(7)按照调制策略，根据桥臂电压与投入子模块的关系，可以得到如下关系式(以上桥臂为例)：
KVc＜urefu＜(K+1)Vc
(8)按照调制策略，利用取整函数Floor确定所需投入运行的子模块数K，根据桥臂电压与投入子模块的电容电压关系，可以得到第一个子模块的电压，计算公式如下：
narm＝nstep+nPWM
(9)按照调制策略，根据步骤(8)计算得到的第一个子模块的电压，即第一个子模块的调制信号，在同一个桥臂中，将三角载波经过延时模块得到新的载波信号，该载波信号与调制信号进行比较产生第一个子模块的驱动信号；
S2：逆变侧MMC控制方法的具体步骤为：
(1)设定电流参考值，采集交流侧三相电流值和三相电压源电压值；
(2)将步骤(1)得到的交流侧三相电压源电压值通过锁相环装置，得到派克变换所需相位θ_inv；
(3)利用派克变换，将步骤(1)采集到的交流侧三相电流值通过派克变换转变为输出变量ivd_inv、ivq_inv，将步骤(1)采集到的交流侧三相电压源电压值通过派克变换转变为扰动变量usd_inv、usq_inv；
(4)将步骤(3)得到的输出变量ivd_inv、ivq_inv与其指令值ivd_inv *、ivq_inv *相减后，经过PI调节器，再引入扰动变量usd_inv、usq_inv和电压前馈量ωLivd_inv、ωLivq_inv以消除DQ轴耦合部分，即可得到控制变量参考值idiffd_inv *、idiffq_inv *，最后经过DQ逆变换器得到所需三相的电压参考值，将其作为调制信号进入调制模块，逆变侧MMC的控制框图如图2(b)所示；
(5)调制策略：调制策略同所述步骤S1中的步骤(6)-(9)。
为了进一步描述基于混合MMC的BTB换流器及其控制方法，下面结合具体实施例来描述本发明：
本发明搭建了一个整流侧MMC和逆变侧MMC均是三相六桥臂的BTB换流器，该仿真模型的直流侧电压为7.2kV，交流侧电压为3kV，频率为50Hz。
在仿真中通过SiC MOSFET和Si IGBT器件的混合式结构和全Si IGBT器件的结构两种情况对本实施例中的混合式结构对功率损耗影响的研究进行验证。本发明实施例中采用CAS300M17BM2型号的SiC MOSFET器件和5SNG0300Q170300型号的Si IGBT器件。图4所示为相同功率等级下，分别采用混合式结构与全Si IGBT结构时，BTB换流器中由功率半导体器件产生的导通损耗和开关损耗对比分析图。由所述图4可知，混合式结构时的导通损耗与全Si IGBT结构时相差不大，但两者的开关损耗相差较大，后者的开关损耗几乎为前者的4倍，因此混合式结构时，功率半导体器件的功率损耗远小于全Si IGBT结构时的功率损耗。
SiC MOSFET具有低开关损耗的特性，将其用于换流器中可有效减小功率损耗，提高传输效率。但是考虑到SiC MOSFET制造成本高，因此本发明中充分利用其特性，将承担高频分量的子模块(仅一个)采用SiC MOSFET，其余子模块均采用Si IGBT。图5-8、图9-11分别给出整流侧MMC各个端口的波形和逆变侧MMC各个端口的波形以验证所提出换流器的有效性。
为了说明本发明所提出结构的子模块电容电压波动，图12所示为整流侧A相各子模块电容电压波动情况，图13所示为逆变侧A相各子模块电容电压波动情况。在三相六桥臂MMC中，直流母线电压与交流侧相电压的幅值之间需要满足：
其中，Vdc为直流母线电压，Voj为交流侧j相的相电压幅值，m为调制比(0<m<1)。
根据上述公式可以计算出本实施例中三相MMC的调制比为：
在本发明实施例中，假设所有子模块相等，且桥臂电感上的压降忽略不计，则可以得到每个子模块的电容电压以及上、下桥臂每个子模块的输出电压为：
其中，下标uj表示j相上桥臂，下标wj表示j相下桥臂，i(i＝1,…,N)表示子模块的序号，ω表示输出电压的角频率。
在本发明实施例中，假设环流中仅包含直流成分，可得到上、下桥臂电流为：
其中，Ioj为j相输出电流幅值，Icirj为环流直流分量。
在本发明实施例忽略换流器等效阻抗以及开关器件损耗，假设直流侧功率等于交流侧有功功率：
根据所述功率平衡方程可得环流直流分量为：
根据上、下桥臂每个子模块的输出电压以及所述环流直流分量，可得上、下桥臂每个子模块的输出电流为：
其中，
通过将所述上、下桥臂每个子模块的输出电流进行积分，可得到每个子模块电容电压波动表达式为：
其中，uc,1和uc,2分别表示一次和二次电压波动的幅值，分别为：
在本发明实施例中，三相上桥臂第一个子模块电容和下桥臂最后一个子模块的电容分别相连，其工作原理与三相变换器相似，其三个平衡相的有功功率之和为常数，无功功率之和为0，因此上桥臂第一个子模块和下桥臂最后一个子模块电容电压波动为0，即：
Δuc,1＝0
Δuc,2＝0
所述各子模块一次电压波动情况如图14所示，各子模块二次电压波动情况如图15所示。根据所述子模块一次、二次电压波动情况可知，三相上桥臂第一个子模块的和最后一个子模块的电容电压没有波动，其余子模块的电容电压波动稳定在一定范围内，有效验证了本发明所提换流器可有效减小所需电容值。
上面结合附图对本发明的具体实施例作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施例，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。
Claims (2)
1.一种基于混合MMC的BTB换流器的控制方法，其中，基于混合MMC的BTB换流器包括整流侧MMC拓扑和逆变侧MMC拓扑，所述整流侧MMC和逆变侧MMC共用一条直流母线，直流母线电压为Vdc；
所述整流侧MMC和逆变侧MMC均采用三相六桥臂MMC结构，其中每相分别由上桥臂和下桥臂组成，所述上桥臂和下桥臂均分别由N个半桥子模块串联形成，且每相的上桥臂和下桥臂之间通过耦合电感Larm连接，半桥子模块的个数由输入的直流电压及采用的开关器件的耐压等级决定；
所述整流侧MMC和逆变侧MMC的每一相均包括SiC MOSFET和Si IGBT，其中每一相上桥臂第一个子模块和下桥臂最后一个子模块采用SiC MOSFET器件，每一相剩余的其余子模块均采用Si IGBT器件；
所述整流侧MMC的三相上桥臂第一个子模块的电容与逆变侧MMC的三相上桥臂第一个子模块的电容相连，整流侧MMC的三相下桥臂最后一个子模块的电容与逆变侧MMC的三相下桥臂最后一个子模块的电容相连；
所述整流侧MMC拓扑通过三相中点与配网相连，所述逆变侧MMC拓扑通过三相中点与微网相连；
所述整流侧MMC和逆变侧MMC之间连接了两个电容C，这两个电容C的中点和微网之间的连线表示零电位参考点；
其特征在于：控制方法分为整流侧MMC控制方法和逆变侧MMC控制方法，具体包括以下步骤：
S1：整流侧MMC控制方法的具体步骤为：
S11：设定直流电压参考值，其与采集到的直流电压值相减后，经过PI调节器，可得到电流参考值，采集交流侧三相电流值与三相电压源电压值；
S12：将步骤S11得到的交流侧三相电压源电压值通过锁相环装置，得到派克变换所需相位θ；
S13：利用派克变换，将三相静止坐标系下的正弦交流量变换到两轴同步旋转坐标系DQ下的直流分量，即将步骤S11采集到的交流侧三相电流值通过派克变换转变为输出变量ivd、ivq，将步骤S11采集到的交流侧三相电压源电压值通过派克变换转变为扰动变量usd、usq；
S14：将步骤S13得到的输出变量ivd、ivq与其指令值ivd*、ivq *相减后，经过PI调节器，再引入扰动变量usd、usq和电压前馈量ωLivd、ωLivq以消除DQ轴耦合部分，即可得到控制变量参考值idiffd *、idiffq *，最后经过DQ逆变换器得到所需三相的电压参考值；
S15：采集第一个子模块和最后一个子模块的电容电压，并取其平均值得到uc，将其与子模块平均电容电压uc *相减后，经过PI调节器，再与引入的前馈量0.2Vo相加后可实现三次谐波电压的主动注入，将注入的三次谐波电压与步骤S14得到的三相电压参考值相减后，得到的电压参考值作为调制信号进入调制模块；
S16：制定调制策略：每个桥臂由N个子模块组成，每个子模块的电容电压均为Vc＝Vdc/N,桥臂参考电压为Vref，调制策略中仅有第一个子模块采用SiC MOSFET，该子模块不再参与子模块电容电压的排序和挑选，而固定采用PWM调制，根据与三角载波电压ucarrier相比产生该子模块的驱动信号，其产生的电压为uPWM，剩余的子模块则采用最近电平调制，将其子模块电容电压利用算法进行升序排序，所需投入的K个子模块根据桥臂电流的方向和子模块电容电压来确定，整个桥臂投入的子模块数narm可由其余子模块的投入数nstep和第一个子模块的投切状态nPWM相加得到；
S17：按照调制策略，根据桥臂电压与投入子模块的关系，针对上桥臂得到如下关系式：
KVc＜urefu＜(K+1)Vc
S18：按照调制策略，利用取整函数Floor确定所需投入运行的子模块数K，根据桥臂电压与投入子模块的电容电压关系，得到第一个子模块的电压，计算公式如下：
narm＝nstep+nPWM
S19：按照调制策略，根据步骤S18计算得到的第一个子模块的电压，即第一个子模块的调制信号，在同一个桥臂中，将三角载波经过延时模块得到新的载波信号，该载波信号与调制信号进行比较产生第一个子模块的驱动信号；
S2：逆变侧MMC控制方法的具体步骤为：
S21：设定电流参考值，采集交流侧三相电流值和三相电压源电压值；
S22：将步骤S21得到的交流侧三相电压源电压值通过锁相环装置，得到派克变换所需相位θ_inv；
S23：利用派克变换，将步骤S21采集到的交流侧三相电流值通过派克变换转变为输出变量ivd_inv、ivq_inv，将步骤S21采集到的交流侧三相电压源电压值通过派克变换转变为扰动变量usd_inv、usq_inv；
S24：将步骤S23得到的输出变量ivd_inv、ivq_inv与其指令值ivd_inv *、ivq_inv *相减后，经过PI调节器，再引入扰动变量usd_inv、usq_inv和电压前馈量ωLivd_inv、ωLivq_inv以消除DQ轴耦合部分，即可得到控制变量参考值idiffd_inv *、idiffq_inv *，最后经过DQ逆变换器得到所需三相的电压参考值，将其作为调制信号进入调制模块；
S25：调制策略：调制策略同所述步骤S1中的步骤S16-S19。
2.根据权利要求1所述的一种基于混合MMC的BTB换流器的控制方法，其特征在于：所述步骤S16中根据桥臂电流的方向和子模块电容电压来确定投入的子模块的具体方法为：当桥臂电流大于0时，根据电容电压排序结果，选择低电压的K个子模块进行投入，反之，当桥臂电流小于0时，选择高电压的K个子模块进行投入。
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