CN113241962A - 一种基于三相四桥臂mmc的电力电子变压器及其控制方法 - Google Patents
一种基于三相四桥臂mmc的电力电子变压器及其控制方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN113241962A CN113241962A CN202110634111.8A CN202110634111A CN113241962A CN 113241962 A CN113241962 A CN 113241962A CN 202110634111 A CN202110634111 A CN 202110634111A CN 113241962 A CN113241962 A CN 113241962A
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- voltage
- phase
- isolation
- stage
- sub
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 37
- 238000002955 isolation Methods 0.000 claims abstract description 175
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 27
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 30
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 11
- 239000000969 carrier Substances 0.000 claims description 6
- 230000009466 transformation Effects 0.000 claims description 4
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 claims description 3
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 3
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 3
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 3
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 claims description 3
- 230000008569 process Effects 0.000 claims description 3
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000008859 change Effects 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 3
- 230000001629 suppression Effects 0.000 description 3
- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 3
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 2
- 208000028659 discharge Diseases 0.000 description 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000003252 repetitive effect Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 239000004576 sand Substances 0.000 description 1
- 238000012795 verification Methods 0.000 description 1
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/12—Arrangements for reducing harmonics from ac input or output
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
Abstract
本发明涉及一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器及其控制方法，属于电力电子变换器技术领域。本发明中的电力电子变压器包括高压级、隔离级和低压级。高压级采用三相四桥臂MMC，子模块采用全桥拓扑结构。隔离级采用基于移相全桥的隔离型子模块从而避免隔离级使用输入电容，且高压交流侧的第三相在隔离级的中点引出。本发明在保证系统功能的同时减少功率模块的使用，从而提高了电力电子变压器的功率密度。针对电力电子变压器功率密度较低的问题，本发明提出的一种基于三相四桥臂MMC电力电子的变压器，其高压级采用的是三相四桥臂MMC，可以进一步减少系统所需的功率模块个数。此外，本发明提出的电力电子变压器还可实现直流侧短路保护。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体为一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器及其控制方法。
背景技术
配电变压器作为配电网中应用最普遍的关键性一类设备，其性能指标与经济指标将直接决定未来电网的供电电能质量和智能化程度。然而，传统的工频配电变压器与未来电网的智能、兼容、高供电质量等要求还有很大的差距。电力电子变压器相比于传统电力变压器具有重量轻，体积小的优点；电力电子变压器具有多个交直流端口，可对各种交直流的分布式电源和负载进行整合，调节功率在各个端口之间的分配，提高整个配电网的灵活性、可靠性和经济性；电力电子变压器具有非常灵活的控制方式，可以胜任未来电网的很多新要求、新特性。与工频变压器相比，电力电子变压器的高成本问题是其面临的最大挑战。现有电力电子变压器的高压级采用基于半桥子模块的三相六桥臂MMC，这种结构的子模块个数多。功率模块数量多是限制电力电子变压器功率密度提高的主要因素而且也不利于系统体积和成本降低。同时，基于半桥子模块的MMC没有自清除故障的能力，只能使用断路器清除故障电流。另一个缺点是当MMC作为逆变器应用时，半桥MMC逆变输出的电压幅值最高只能达到直流母线电压的一半，直流电压利用率低，且不能处理直流侧电压的较大波动。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器及控制方法来解决现有技术中的电力电子变压器功率密度较低的问题。
为解决以上技术问题，本发明的技术方案为：提供一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器，其创新点在于：包括高压级、隔离级和低压级，所述高压级和低压级之间通过隔离级实现电气隔离，所述高压级采用三相四桥臂MMC结构，其中两相分别由上桥臂和下桥臂组成，所述上桥臂和下桥臂均由N个全桥子模块串联而成，所述隔离级采用基于移相全桥的隔离级子模块组成，所述隔离级分为上桥臂和下桥臂，所述高压级的第三相在隔离级的中点引出，当发生直流侧短路故障时，可以通过闭锁变换器实现直流侧短路保护，所述高压级的三相采用星形接线方式连接，所述低压级为三相四桥臂逆变器，所述低压级的低压直流端口和低压交流端口之间通过逆变器实现电能的变换。
进一步的，所述全桥子模块的个数由高压级的电压、所采用的开关器件的耐压等级和全桥子模块的拓扑结构决定。
进一步的，所述高压级的每一个上桥臂和下桥臂之间串接两个缓冲电感防止桥臂在开关过程中发生桥臂直通，导致大的桥臂电流。
进一步的，所述高压级还包括三个三相电感Lo，每个三相电感Lo的一端分别连接三相的中点，另一端分别连接一个电压源的正极，三个所述电压源的负极连接在一起。
进一步的，所述隔离级的上、下两个桥臂均由数个隔离级子模块构成，数个所述隔离级子模块以串入并出的方式相连接。
进一步的，所述隔离级子模块的个数根据高压直流母线电压以及所选开关器件的耐压等级来选择。
为解决以上技术问题，本发明还提供一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器的控制方法，其创新点在于：具体分为高压级控制方法、隔离级控制方法和低压级控制方法，具体包括以下步骤：
S1：高压级控制方法的具体步骤为：
(1)设定电流参考值，采集高压交流侧三相电流值与三相电压源电压值，并设定采样时间；
(2)根据回路电感与采样时间计算比例系数KP，将步骤(1)采集到的三相电流值分别与设定的电流参考值的差值乘比例系数KP，得到回路中三相电感的参考压降；
(3)将步骤(2)得到的三相电感Lo的参考压降分别与高压级回路电阻压降和回路电压源压降相加，分别得到A、B、C三相的参考电压指令；
(4)将得到的A、B、C三相的参考电压指令共同叠加一个零序电压分量，所述零序电压分量幅值与C相参考指令电压相等，相位与C相参考电压指令相差180°，在三相四桥臂结构中可控的仅有A相与B相电压，C相不可控，当三相共同叠加零序分量后将C相参考电压指令抵消，即将三相控制转化为两相控制，叠加零序电压之后的A相参考电压指令与B相参考指令电压幅值均变为原来的
倍，而相位相差60°，叠加零序电压之后的C相被抵消为0；因三相负载的中性点浮地，故在三相中叠加零序电压并不会对三相中的电流产生影响。
S2：隔离级控制方法的具体步骤为：
(1)根据高压直流母线电压以及所选开关器件的耐压等级来选择隔离级子模块的个数，在相同的耐压等级下，电压等级越高隔离级子模块越多；
(2)根据步骤(1)所选择的隔离级子模块个数确定隔离级子模块的占空比dave；
(3)制订调制策略：根据步骤(2)可得，每个桥臂由M+1个子模块构成，隔离级子模块以串入并出的方式相连接，隔离变压器高压侧的额定电压为Vdc/2M，低压侧的额定电压为VdcL，制定基于三角波的载波的调制策略为：在同一个桥臂中，每个隔离级子模块之存在移相角φ，移相角φ通过每个隔离级子模块的两条三角载波分别滞后上一个隔离级子模块的两条三角载波1/2N个载波周期T来体现，上、下桥臂对称，vo1-voM+1为每一个隔离级子模块高压侧端口电压，VH为隔离级桥臂电压，IH为隔离级子模块高压端口的电流，根据所述调制策略，每个隔离级子模块高压端口输出的方波电压频率是三角载波频率T的两倍；
调制波为恒定的直流分量，根据制订的调制策略，隔离级的隔离级调制比D表示为：
D＝0.5
驱动信号的占空比d与隔离级调制比D的关系为：
D＝d
因此，所述调制策略形成50％占空比的驱动信号；
隔离级子模块高压端口的电压vo与低压侧电容电压VdcL的关系为：
vo＝dsub×VdcL×k
其中，dsub为每个隔离级子模块的占空比，k为隔离变压器的变比，则dsub与D的关系为：
(4)按照调制策略根据隔离级子模块的占空比计算出两条三角波之间所需要的移相角δ，具体公式为步骤(3)中的：
(5)根据确定的隔离级子模块个数和所制订的调制策略确定出每个隔离级子模块之间的移相角φ；
(6)将载波与确定的移相角φ经过延时模块得到新的载波信号C1，将C1与调制比进行比较产生隔离级子模块低压侧H桥超前桥臂的驱动信号S1；
(7)将载波与确定的移相角δ和移相角φ经过两次延时模块后得到新的载波信号C2，将C2与调制比进行比较产生隔离级子模块低压侧H桥滞后桥臂的驱动信号S4；
(8)将载波信号C1与载波信号C2求和后取平均得到载波信号C3，将信号C3与调制比比较后得到隔离级子模块高压侧H桥的驱动信号；
S3：低压级控制方法的具体步骤为：
(1)采集全桥逆变电路三相电流信号；
(2)将采集到的三相电流信号从三相静止a，b，c坐标系变换到两相旋转d，q坐标系，得到的d轴分量和q轴分量分别作为有功功率控制及无功功率控制的的反馈信号；
(3)将反馈信号分别经过PI控制器，通过解耦控制消除有功分量与无功分量的耦合；
(4)经过dq反变换器产生正弦或余弦的三相电压参考指令作为调制信号进入调制模块。
进一步的，所述步骤S1中的步骤(2)中根据回路电感与采样时间计算比例系数KP的具体方法为：设定高压级中的桥臂电感和三相电感值，将高压级中的二分之一桥臂电感加上三相电感得到回路中的等效电感，将得到等效电感除以两倍的采样时间计算比例系数KP。
进一步的，所述步骤S2中的步骤(2)中根据步骤(1)所选择的隔离级子模块个数确定隔离级子模块的占空比的公式为：
其中，dave表示隔离级上桥臂隔离级子模块的平均开关函数，即隔离级子模块的平均占空比，M+1为隔离级每个桥臂中开通隔离级子模块的个数，M表示每一时刻每个桥臂开通的隔离级子模块个数。
与现有的技术相比，本发明的有益效果在于：
(1)针对电力电子变压器功率密度较低的问题，本发明提出的一种基于三相四桥臂MMC电力电子的变压器，其高压级采用的是三相四桥臂MMC，可以进一步减少系统所需的功率模块个数。
(2)传统的三相四桥臂MMC的第三相由电容串联而成，当直流侧发生短路故障时，电容相发生放电损坏变换器。针对这一问题，提出隔离级采用基于移相全桥的隔离型子模块从而避免隔离级使用输入电容，且高压交流侧的第三相在隔离级的中点引出。针对本发明所采用的隔离级结构，提出一种基于三角载波的调制策略。在所提出的调制策略下，隔离级与高压级相连的端口电压恒等于直流母线电压，因此，所提出的调制策略可大大减小高压直流侧的高频谐波。
附图说明
图1是本发明提出的一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器结构图
图2是本发明中隔离级子模块工作原理图
图3是基于三角载波的隔离级移相调制原理图
图4是实施例中未抑制环流谐波情况下，高压直流侧电流波形
图5是实施例中完全抑制环流谐波情况下，高压直流侧电流波形
图6是实施例中高压直流侧电压波形
图7是实施例中三相四桥臂MMC高压交流侧线电压波形
图8是实施例中三相四桥臂MMC高压交流侧两相电压输出波形
图9是实施例中三相四桥臂MMC高压交流侧输出电流波形
图10是实施例中三相四桥臂MMC高压交流侧电源电压波形
图11是实施例中推导的子模块电容电压峰峰值随调制比变化的曲线
图12是实施例中A相上桥臂子模块电容电压波形
图13是实施例中功率从高压侧传输到低压侧时，隔离级输出电流ic和直流偏置Is波形
图14是实施例中功率从低压侧传输到高压侧时，隔离级输出电流ic和直流偏置Is波形
图15是实施例中隔离级上桥臂隔离变压器高压侧电流波形
图16是实施例中隔离级下桥臂隔离变压器高压侧电流波形
图17是实施例中低压直流端口输出电压波形
图18是实施例中低压交流端口输出电压波形
图19是实施例中低压交流端口输出电流波形
图20是实施例中直流侧短路故障前后，高压直流侧电压波形
图21是实施例中直流侧短路故障前后，高压直流侧电流波形
图22是实施例中直流侧短路故障前后，高压交流侧电流波形
图23是实施例中直流侧短路故障前后，a相上、下桥臂子模块电容电压波形
图24是实施例中直流侧短路故障前后，隔离级输出电流ic和直流偏置Is波形波形
图25是实施例中直流侧短路故障前后，低压直流端口输出电压波形
图26是实施例中直流侧短路故障前后，低压交流端口电流波形
图27是实施例中直流侧短路故障前后，低压交流端口电压波形
图28是实施例中直流侧短路故障前后，低压直流侧电容充放电分析
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例，对本发明作进一步说明。
本发明提供一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器，其具体结构如图1所示，包括高压级、隔离级和低压级，所述高压级和低压级之间通过隔离级实现电气隔离，所述高压级采用三相四桥臂MMC结构，其中两相分别由上桥臂和下桥臂组成，所述上桥臂和下桥臂均由N个全桥子模块串联而成，所述隔离级采用基于移相全桥的隔离级子模块组成，所述隔离级分为上桥臂和下桥臂，所述高压级的第三相在隔离级的中点引出，所述高压级的三相采用星形接线方式连接，所述低压级为三相四桥臂逆变器，所述低压级的低压直流端口和低压交流端口之间通过逆变器实现电能的变换。
本发明的全桥子模块的个数由高压级的电压、所采用的开关器件的耐压等级和全桥子模块的拓扑结构决定。
本发明的高压级的每一个上桥臂和下桥臂之间串接两个缓冲电感防止桥臂在开关过程中发生桥臂直通，导致大的桥臂电流。高压级还包括三个三相电感Lo，每个三相电感Lo的一端分别连接三相的中点，另一端分别连接一个电压源的正极，三个所述电压源的负极连接在一起。
本发明的隔离级的上、下两个桥臂均由数个隔离级子模块构成，数个隔离级子模块以串入并出的方式相连接。述隔离级子模块的个数根据高压直流母线电压以及所选开关器件的耐压等级来选择。
本发明的隔离级子模块的工作原理如图2所示，低压侧H桥采用基于移相全桥的工作原理，斜对角的两个开关管之间相差一个移相角δ导通，上、下管为180°互补导通。每个隔离级子模块的低压侧H桥由两条三角波C1和C2作为载波，通过控制两条三角波之间的角度来控制移相角δ，D为调制波。当调制波大于等于C1时，Q1开通；当调制波小于等于C2时，Q2开通。通过控制移相角δ可以改变每个隔离级子模块的高压侧输出电压波形的占空比。每个隔离级子模块的高压侧输出为幅值是正极性的方波vo，高压侧H桥的四个开关管S1-S4斜对角的两个开关管为同一驱动信号，上、下管为180°互补导通，当调制波大于等于(C1+C2)/2时，S1和S4开通；S3和S2与其互补导通。
本发明还提供一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器的控制方法，具体分为高压级控制方法、隔离级控制方法和低压级控制方法，具体包括以下步骤：
S1：高压级控制方法的具体步骤为：
(1)设定电流参考值，采集高压交流侧三相电流值与三相电压源电压值，并设定采样时间；
(2)根据回路电感与采样时间计算比例系数KP，将步骤(1)采集到的三相电流值分别与设定的电流参考值的差值乘比例系数KP，得到回路中三相电感的参考压降，具体方法为：设定高压级中的桥臂电感和三相电感值，将高压级中的二分之一桥臂电感加上三相电感得到回路中的等效电感，将得到等效电感除以两倍的采样时间计算比例系数KP；
(3)将步骤(2)得到的三相电感Lo的参考压降分别与高压级回路电阻压降和回路电压源压降相加，分别得到A、B、C三相的参考电压指令；
(4)将得到的A、B、C三相的参考电压指令共同叠加一个零序电压分量，所述零序电压分量幅值与C相参考电压指令相等，相位与C相参考电压指令相差180°，在三相四桥臂结构中可控的仅有A相与B相电压，C相不可控，当三相共同叠加零序分量后将C相参考电压指令抵消，即将三相控制转化为两相控制，叠加零序电压之后的A相参考电压指令与B相参考指令电压幅值均变为原来的
倍，而相位相差60°，叠加零序电压之后的C相被抵消为0；因三相负载的中性点浮地，故在三相中叠加零序电压并不会对三相中的电流产生影响。
S2：隔离级控制方法的具体步骤为：
(1)根据高压直流母线电压以及所选开关器件的耐压等级来选择隔离级子模块的个数，在相同的耐压等级下，电压等级越高隔离级子模块越多；
(2)根据步骤(1)所选择的隔离级子模块个数确定隔离级子模块的占空比dave；确定隔离级子模块的占空比的公式为：
其中，dave表示隔离级上桥臂隔离级子模块的平均开关函数，即隔离级子模块的平均占空比，M+1为隔离级每个桥臂中开通隔离级子模块的个数，M表示每一时刻每个桥臂开通的隔离级子模块个数。
(3)制订调制策略：根据步骤(2)可得，每个桥臂由M+1个子模块构成，隔离级子模块以串入并出的方式相连接，隔离变压器高压侧的额定电压为Vdc/2M，低压侧的额定电压为VdcL，提出的基于三角波的载波的调制策略如图3所示，制定基于三角波的载波的调制策略为：在同一个桥臂中，每个隔离级子模块之存在移相角φ，移相角φ通过每个隔离级子模块的两条三角载波分别滞后上一个隔离级子模块的两条三角载波1/2N个载波周期T来体现，上、下桥臂对称，vo1-voM+1为每一个隔离级子模块高压侧端口电压，VH为隔离级桥臂电压，IH为隔离级子模块高压端口的电流，根据所述调制策略，每个隔离级子模块高压端口输出的方波电压频率是三角载波频率T的两倍；
调制波为恒定的直流分量，根据制订的调制策略，隔离级的隔离级调制比D表示为：
D＝0.5
驱动信号的占空比d与隔离级调制比D的关系为：
D＝d
因此，所述调制策略形成50％占空比的驱动信号；
隔离级子模块高压端口的电压vo与低压侧电容电压VdcL的关系为：
vo＝dsub×VdcL×k
其中，dsub为每个隔离级子模块的占空比，k为隔离变压器的变比，则dsub与D的关系为：
(4)按照调制策略根据隔离级子模块的占空比计算出两条三角波之间所需要的移相角δ，具体公式为步骤(3)中的：
(5)根据确定的隔离级子模块个数和所制订的调制策略确定出每个隔离级子模块之间的移相角φ；
(6)将载波与确定的移相角φ经过延时模块得到新的载波信号C1，将C1与调制比进行比较产生隔离级子模块低压侧H桥超前桥臂的驱动信号S1；
(7)将载波与确定的移相角δ和移相角φ经过两次延时模块后得到新的载波信号C2，将C2与调制比进行比较产生隔离级子模块低压侧H桥滞后桥臂的驱动信号S4；
(8)将载波信号C1与载波信号C2求和后取平均得到载波信号C3，将信号C3与调制比比较后得到隔离级子模块高压侧H桥的驱动信号；
S3：低压级控制方法的具体步骤为：
(1)采集全桥逆变电路三相电流信号；
(2)将采集到的三相电流信号从三相静止a，b，c坐标系变换到两相旋转d，q坐标系，得到的d轴分量和q轴分量分别作为有功功率控制及无功功率控制的的反馈信号；
(3)将反馈信号分别经过PI控制器，通过解耦控制消除有功分量与无功分量的耦合；
(4)经过dq反变换器产生正弦或余弦的三相电压参考指令作为调制信号进入调制模块。
为了进一步描述基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器及其控制方法，下面结合具体实施例来描述本发明：
本发明的高压级是一个三相四桥臂MMC，高压直流侧输入为20kV，高压交流侧输出为10kV/50Hz，低压直流侧输出为700V，低压交流侧输出为380V/50Hz。
在三相四桥臂MMC中，直流母线电压与交流侧相电压的幅值之间需要满足：
其中，Vdc为直流母线电压，Vum为交流侧相电压的幅值，m为高压级调制比。
根据上述公式可以计算出本实施例中高压级MMC的调制比为：
与半桥子模块相比，全桥子模块可以输出负电平，若正母线P+和负母线N-之间的电压为Vdc，由于全桥子模块可以输出负电压，每个子模块所需承受的电压需要满足约束条件：
Vu是交流侧的相电压，V*是子模块所需要承受的电压约束，N为子模块的个数，根据该公式可以计算出子模块电容电压约束的选择范围，对于三相四桥臂MMC计算子模块电容电压约束时还需要考虑引入的共模电压的影响。因此，本实施例中的约束应表示为：
在三相六桥臂MMC中，直流母线电压与交流侧相电压的幅值之间需要满足：
其中，Vdc为直流母线电压，Vum为交流侧相电压的幅值，m为高压级调制比。
当直流母线电压为±10kV，高压交流侧连接10kV交流电网时，基于全桥子模块的三相四桥臂MMC调制比为1.414，由式
可以计算得出三相六桥臂MMC的高压级调制比为0.816。
不考虑冗余容错所需要的子模块，在相同的直流母线电压和子模块电容电压下，对于不同的调制比，桥臂子模块的数量可以表示为：
由此，子模块个数不仅会随着子模块电容电压约束的变化而变化也会受到调制比的影响。三相六桥臂MMC与三相四桥臂MMC的调制比之间的关系可以表示为：
其中，m1为三相六桥臂MMC的调制比，m2为三相四桥臂MMC的调制比，根据子模块数量与调制比的关系来对比分析三相六桥臂MMC与三相四桥臂MMC的子模块个数，m2可以分为m2≤1和m2＞1两种情况来讨论。
1)、当m2≤1时，
在这种情况下，直流侧电压利用率太低。因此，这种情况不具有工程意义。
2)、当m2＞1、m1≤1时，三相六桥臂MMC和三相四桥臂MMC的子模块总数可以表示为：
其中，N1表示三相六桥臂MMC子模块个数的总和，N2表示三相四桥臂MMC子模块个数的总和。因此，可以计算出相比于三相六桥臂MMC，三相四桥臂MMC使用更少的子模块个数所需的调制比范围，即：
由此可以得出当1＜m2＜2时，相比于三相六桥臂MMC，三相四桥臂MMC可以减少子模块个数。
3)、当m2＞1，m1＞1时，三相六桥臂MMC和三相四桥臂MMC的子模块总数可以表示为：
因此，可以计算出相比于三相六桥臂MMC，三相四桥臂MMC使用更少的子模块个数所需的调制比范围，即：
由此可以得出当
时，相比于三相六桥臂MMC，三相四桥臂MMC可以减少子模块个数。
综上3种情况，在1＜m2＜2时，相比于三相六桥臂MMC，三相四桥臂MMC可以减少子模块的个数。
根据前述分析，这种工况属于当m2＞1、m1≤1时的情况。因此，在这种工况下，由式
可以计算得出：基于全桥子模块的三相四桥臂MMC，相比于三相六桥臂MMC，子模块数可以减少20％左右。
因此，本发明中的实施例相比现有的电力电子变压器结构可以减少约20％左右的子模块。
在仿真中通过未抑制环流谐波和完全抑制环流谐波两种情况对本实施例中的高压级采用的三相四桥臂MMC的环流研究进行验证。三相四桥臂MMC若不完全抑制环流，高压直流侧会出现较大的二倍频波动，如图4所示。因此，在环流控制方面采用比例加重复控制以达到完全抑制环流谐波的目的，在完全抑制环流谐波情况下，高压直流侧电流如图5所示。图6-10给出三相四桥臂MMC各个端口的波形以验证所提出结构的有效性。
为了说明三相四桥臂MMC在调制比为1.414时子模块电容电压波动的情况，根据式
和仿真参数画出了在固定输出电压10kV以及单位功率因数下，子模块电容电压峰峰值随调制比变化的曲线，如图11所示。当调制比小于1左右时，随着调制比的增加，子模块电容电压波动的峰峰值不断减小，这一段曲线同样可以说明基于半桥子模块的三相四桥臂MMC子模块电容电压波动的情况。当调制比在[1，1.15]这个区间范围内时，随着调制比的增加，子模块电容电压的峰峰值进一步降低。当调制比大于1.15时，子模块电容电压的峰峰值降低速率减慢，在[1.15，2]这个区间内维持在最小值30V附近。当调制比大于2时，子模块电容电压的波动开始迅速增加。
子模块电容电压约束设置为2185V，由图12可以看出子模块电容电压波动范围在±15V左右，与图11中调制比为1.414时对应的子模块电容电压峰峰值基本保持一致，由此验证了子模块电容电压峰峰值随调制比变化曲线的正确性。
由上述分析可以说明所提出的PET结构在直流母线电压为±10kV，高压交流侧连接10kV交流电网这种工况下不仅可以减少子模块的使用个数，还可以使子模块电容电压波动较低。
在所搭建的仿真模型中，隔离级每个桥臂有6个子模块，一共有12个子模块以串入并出的方式相连接。直流母线电压设置为±10kV，因此可以计算出每个隔离级子模块隔离变压器高压侧的额定电压为2000V。根据确定的隔离级子模块个数，根据式
和
可以计算出隔离级子模块的占空比为5/6，低压侧斜对角开关管之间的移相角δ为T/12，每个隔离级子模块之间的移相角φ为T/12。图13和图14分别表示功率在从高压侧传输到低压侧以及从低压侧传输到高压侧两个不同方向时，隔离级中点的输出电流ic以及桥臂电流中的直流偏置Is波形。仿真中设置流入隔离级子模块的电流方向为电流的参考方向，因此，当功率从高压侧传输到低压侧时，直流偏置为正；当功率从低压侧传输到高压侧时，直流偏置为负。隔离级的实际功率传输是由隔离级桥臂电流中的直流偏置决定的，符合前述对隔离级功率的分析。
根据式
可以得出上、下桥臂的电流为带有相同直流偏置、相位相差180°的正弦波形。隔离级上、下桥臂的桥臂电流iiso_u和iiso_w，由上、下桥臂电流波形可以看出：由于存在直流偏置，两条电流波形的上、下两部分关于零点并不对称。根据前述的c相输出电流的有效值与直流偏置量可以计算出桥臂电流的有效值为62A。由式
可以分析得出隔离级上、下桥臂的瞬时功率具有工频波动，原因是由于流入每个隔离级子模块的电流具有工频分量。图15为隔离级上桥臂单个子模块中隔离变压器高压侧电流波形，外层包络线是上桥臂电流iiso u，如果流入子模块中的电流只存在直流偏置，变压器两侧的电流波形是由按变比变化的正负交替的方波组成的波形，当存在工频波动时，正负交替的方波会随着外层包络线进行变化。图16为下桥臂中与上桥臂对称位置上隔离变压器高压侧的电流波形，外层包络线是下桥臂电流iiso_w。对比图15和图16，由于上、下桥臂电流相位相反且存在直流偏置，因此，两张图片中同一时刻的电流波形呈现出大小交替的形状，同一张图片中，由于桥臂电流正负交替变化，也呈现出大小交替的形状。低压级其余各个端口的波形如图17-19所示。
当发生短路故障时，本发明的中的实施例高压级子模块采用全桥结构且消除了隔离级的输入电容，可以通过闭锁变换器实现直流侧短路保护。然而，现有的电力电子变压器结构不具备直流侧短路保护的能力，只能加装断路器实现直流侧短路保护。在仿真中，高压级工作在整流模式，在时刻tsc＝0.5s时，单刀双置开关将从高压直流端口切换到短路电阻Rsc上，以这种方式来模拟直流侧短路故障。当短路故障发生400μs以后，PET中所有开关的驱动信号进行闭锁。
高压直流侧电压波形如图20所示。从仿真图中可以看出，当发生直流侧短路故障时，高压直流侧电压迅速降低。直流侧短路故障发生瞬间，高压直流侧电流瞬间升高，当故障发生后，闭锁变换器，高压直流侧电流逐渐下降，由此可以证明所提出的PET结构可以通过闭锁变换器吸收短路电流。因此，所提出的PET结构与前述分析一致，具有直流侧短路保护的能力。高压直流侧的电流波形如图21所示。高压交流侧电流波形如图22所示，当变换器闭锁后，由于存在高压交流侧三相电感，高压交流侧电流经过电感续流以后逐渐衰减到零。
高压侧三相四桥臂MMC的电容电压在直流侧短路故障发生后，上桥臂子模块的电容处于充电状态，子模块自身通过电容吸收故障电流，子模块电容电压上升，高压直流侧电流逐渐衰减到零以后，子模块电容电压保持不变。直流侧短路故障发生后，下桥臂子模块闭锁，子模块电容电压保持不变，以a相为例，上、下桥臂子模块电容电压在故障发生前后的波形如图23所示。
以功率从低压侧传输到高压侧为例，给出隔离级和低压级直流侧短路故障仿真验证，如图24-27所示。在功率从低压交流端口流入时，低压直流侧电容在故障发生前后充放电分析如图28所示。故障发生时，低压直流侧电容在没有闭锁变换器时由于存在电流通路会发生放电，此时对应图中的放电阶段。当变换器闭锁后由于低压交流侧存在电感，所以低压交流侧电流不会立刻降为零，这时电感电流会给低压直流侧电容充电，此时对应图中的充电阶段，当电感电流逐渐衰减到零时，电容充电结束。
上面结合附图对本发明的具体实施例作了详细说明，但是本发明并不限于上述实施例，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下做出各种变化。
Claims (9)
1.一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器，其特征在于：包括高压级、隔离级和低压级，所述高压级和低压级之间通过隔离级实现电气隔离，所述高压级采用三相四桥臂MMC结构，其中两相分别由上桥臂和下桥臂组成，所述上桥臂和下桥臂均由N个全桥子模块串联而成，所述隔离级采用基于移相全桥的隔离级子模块组成，所述隔离级分为上桥臂和下桥臂，所述高压级的第三相在隔离级的中点引出，避免了隔离级的输入电容，当发生直流侧短路故障时，可以通过闭锁变换器实现直流侧短路保护，所述高压级的三相采用星形接线方式连接，所述低压级为三相四桥臂逆变器，所述低压级的低压直流端口和低压交流端口之间通过逆变器实现电能的变换。
2.根据权利要求1所述的一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器，其特征在于：所述全桥子模块的个数由高压级的电压、所采用的开关器件的耐压等级决定。
3.根据权利要求1所述的一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器，其特征在于：所述高压级的每一个上桥臂和下桥臂之间串接两个缓冲电感Larm防止桥臂在开关过程中发生桥臂直通，导致大的桥臂电流。
4.根据权利要求1所述的一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器，其特征在于：所述高压级还包括三个三相电感Lo，每个三相电感Lo的一端分别连接三相的中点，另一端分别连接一个电压源的正极，三个所述电压源的负极连接在一起。
5.根据权利要求1所述的一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器，其特征在于：所述隔离级的上、下两个桥臂均由数个隔离级子模块构成，数个所述隔离级子模块以串入并出的方式相连接。
6.根据权利要求5所述的一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器，其特征在于：所述隔离级子模块的个数根据高压直流母线电压以及所选开关器件的耐压等级来选择。
7.一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器的控制方法，其特征在于：具体分为高压级控制方法、隔离级控制方法和低压级控制方法，具体包括以下步骤：
S1：高压级控制方法的具体步骤为：
(1)设定电流参考值，采集高压交流侧三相电流值与三相电压源电压值，并设定采样时间；
(2)根据回路中电感与采样时间计算比例系数KP，将步骤(1)采集到的三相电流值分别与设定的电流参考值的差值乘比例系数KP，得到回路中三相电感Lo的参考压降；
(3)将步骤(2)得到的三相电感Lo的参考压降分别与高压级回路电阻压降和回路电压源压降相加，分别得到A、B、C三相的参考指令电压；
(4)将得到的A、B、C三相的参考电压指令共同叠加一个零序电压分量，所述零序电压分量的幅值与C相参考指令电压相等，相位与C相参考电压指令相差180°，在三相四桥臂结构中可控的仅有A相与B相电压，C相不可控，当三相共同叠加零序分量后将C相参考电压指令抵消，即将三相控制转化为两相控制，叠加零序电压之后的A相参考电压指令与B相参考电压指令的幅值均变为原来的
倍，而相位相差60°，叠加零序电压之后的C相被抵消为0；因三相负载的中性点浮地，故在三相中叠加零序电压并不会对三相中的电流产生影响；
S2：隔离级控制方法的具体步骤为：
(1)根据高压直流母线电压以及所选开关器件的耐压等级来选择隔离级子模块的个数，在相同的耐压等级下，电压等级越高隔离级子模块越多；
(2)根据步骤(1)所选择的隔离级子模块个数确定隔离级子模块的占空比dave；
(3)制订调制策略：根据步骤(2)可得，每个桥臂由M+1个子模块构成，隔离级子模块以串入并出的方式相连接，隔离变压器高压侧的额定电压为Vdc/2M，低压侧的额定电压为VdcL，制定基于三角波的载波的调制策略为：在同一个桥臂中，每个隔离级子模块之存在移相角φ，移相角φ通过每个隔离级子模块的两条三角载波分别滞后上一个隔离级子模块的两条三角载波1/2N个载波周期T来体现，上、下桥臂对称，vo1-voM+1为每一个隔离级子模块高压侧端口电压，VH为隔离级桥臂电压，IH为隔离级子模块高压端口的电流，根据所述调制策略，每个隔离级子模块高压端口输出的方波电压频率是三角载波频率T的两倍；
调制波为恒定的直流分量，根据制订的调制策略，隔离级的隔离级调制比D表示为：
D＝0.5
驱动信号的占空比d与隔离级调制比D的关系为：
D＝d
因此，所述调制策略形成50％占空比的驱动信号；
隔离级子模块高压端口的电压vo与低压侧电容电压VdcL的关系为：
vo＝dsub×VdcL×k
其中，dsub为每个隔离级子模块的占空比，k为隔离变压器的变比，则dsub与D的关系为：
(4)按照调制策略根据隔离级子模块的占空比计算出两条三角波之间所需要的移相角δ，具体公式为步骤(3)中的：
(5)根据确定的隔离级子模块个数和所制订的调制策略确定出每个隔离级子模块之间的移相角φ；
(6)将载波与确定的移相角φ经过延时模块得到新的载波信号C1，将C1与调制比进行比较产生隔离级子模块低压侧H桥超前桥臂的驱动信号S1；
(7)将载波与确定的移相角δ和移相角φ经过两次延时模块后得到新的载波信号C2，将C2与调制比进行比较产生隔离级子模块低压侧H桥滞后桥臂的驱动信号S4；
(8)将载波信号C1与载波信号C2求和后取平均得到载波信号C3，将信号C3与调制比比较后得到隔离级子模块高压侧H桥的驱动信号；
S3：低压级控制方法的具体步骤为：
(1)采集全桥逆变电路三相电流信号；
(2)将采集到的三相电流信号从三相静止a，b，c坐标系变换到两相旋转d，q坐标系，得到的d轴分量和q轴分量分别作为有功功率控制及无功功率控制的的反馈信号；
(3)将反馈信号分别经过PI控制器，通过解耦控制消除有功分量与无功分量的耦合；
(4)经过dq反变换器产生正弦或余弦的三相电压参考指令作为调制信号进入调制模块。
8.根据权利要求7所述的一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器控制方法，其特征在于：所述步骤S1中的步骤(2)中根据回路电感与采样时间计算比例系数KP的具体方法为：设定高压级中的桥臂电感和三相电感值，将高压级中的二分之一桥臂电感加上三相电感得到回路中的等效电感，将得到等效电感除以两倍的采样时间计算比例系数KP。
9.根据权利要求7所述的一种基于三相四桥臂MMC的电力电子变压器控制方法，其特征在于：所述步骤S2中的步骤(2)中根据步骤(1)所选择的隔离级子模块个数确定隔离级子模块的占空比的公式为：
其中，dave表示隔离级上桥臂隔离级子模块的平均开关函数，即隔离级子模块的平均占空比，M+1为隔离级每个桥臂中开通隔离级子模块的个数，M表示每一时刻每个桥臂开通的隔离级子模块个数。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110634111.8A CN113241962B (zh) | 2021-06-07 | 2021-06-07 | 一种基于三相四桥臂mmc的电力电子变压器及其控制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN202110634111.8A CN113241962B (zh) | 2021-06-07 | 2021-06-07 | 一种基于三相四桥臂mmc的电力电子变压器及其控制方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN113241962A true CN113241962A (zh) | 2021-08-10 |
| CN113241962B CN113241962B (zh) | 2023-11-28 |
Family
ID=77137078
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN202110634111.8A Active CN113241962B (zh) | 2021-06-07 | 2021-06-07 | 一种基于三相四桥臂mmc的电力电子变压器及其控制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN113241962B (zh) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114567191A (zh) * | 2022-03-16 | 2022-05-31 | 昆明理工大学 | 一种基于混合mmc的btb换流器及其控制方法 |
Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN104836424A (zh) * | 2015-05-18 | 2015-08-12 | 国家电网公司 | 具有级联模块电压自动平衡电路的能量路由器 |
| CN105490552A (zh) * | 2016-01-12 | 2016-04-13 | 中国电力科学研究院 | 一种基于mmc的固态变压器以及控制方法 |
| CN106559003A (zh) * | 2017-01-13 | 2017-04-05 | 昆明理工大学 | 一种新的基于模块化多电平变换器的单相变流器拓扑 |
| CN106655841A (zh) * | 2017-01-13 | 2017-05-10 | 昆明理工大学 | 一种新的基于模块化多电平变换器的三相变流器拓扑 |
| EP3252940A1 (en) * | 2016-05-31 | 2017-12-06 | Siemens Aktiengesellschaft | Modular multilevel converter and power electronic transformer |
| CN207053406U (zh) * | 2017-08-16 | 2018-02-27 | 南通鑫源电器制造有限公司 | 一种串联式中高压电网的电力电子变压器 |
| US20180069469A1 (en) * | 2015-03-30 | 2018-03-08 | General Electric Technology Gmbh | Control of voltage source converters |
-
2021
- 2021-06-07 CN CN202110634111.8A patent/CN113241962B/zh active Active
Patent Citations (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US20180069469A1 (en) * | 2015-03-30 | 2018-03-08 | General Electric Technology Gmbh | Control of voltage source converters |
| CN104836424A (zh) * | 2015-05-18 | 2015-08-12 | 国家电网公司 | 具有级联模块电压自动平衡电路的能量路由器 |
| CN105490552A (zh) * | 2016-01-12 | 2016-04-13 | 中国电力科学研究院 | 一种基于mmc的固态变压器以及控制方法 |
| EP3252940A1 (en) * | 2016-05-31 | 2017-12-06 | Siemens Aktiengesellschaft | Modular multilevel converter and power electronic transformer |
| CN106559003A (zh) * | 2017-01-13 | 2017-04-05 | 昆明理工大学 | 一种新的基于模块化多电平变换器的单相变流器拓扑 |
| CN106655841A (zh) * | 2017-01-13 | 2017-05-10 | 昆明理工大学 | 一种新的基于模块化多电平变换器的三相变流器拓扑 |
| CN207053406U (zh) * | 2017-08-16 | 2018-02-27 | 南通鑫源电器制造有限公司 | 一种串联式中高压电网的电力电子变压器 |
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 鲁思兆等: "三相四桥臂模块化多电平变换器控制方法研究", 《昆明理工大学学报》, vol. 43, no. 5, pages 60 - 67 * |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN114567191A (zh) * | 2022-03-16 | 2022-05-31 | 昆明理工大学 | 一种基于混合mmc的btb换流器及其控制方法 |
| CN114567191B (zh) * | 2022-03-16 | 2024-04-26 | 昆明理工大学 | 一种基于混合mmc的btb换流器及其控制方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN113241962B (zh) | 2023-11-28 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN111525826B (zh) | 一种模块化电容换相换流器和方法 | |
| CN111900884A (zh) | 一种直流配网的电力电子变压设备及其控制方法 | |
| WO2023134225A1 (zh) | 一种低频输电系统及其控制方式 | |
| CN107947599A (zh) | 电力电子变流器 | |
| CN102545675A (zh) | 一种混合串联h桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法 | |
| US11509239B2 (en) | Conversion device having reduced size and cost | |
| CN113241962B (zh) | 一种基于三相四桥臂mmc的电力电子变压器及其控制方法 | |
| CN111030483A (zh) | 一种电力电子变压器及控制方法 | |
| CN116632902A (zh) | 一种基于pwm电流源型变换器的多端口柔性直流输电系统 | |
| CN116260348A (zh) | 一种基于mmc的大容量电解制氢混合整流器及控制方法 | |
| CN115276434B (zh) | 一种含全桥子模块的电能路由器及其控制方法 | |
| CN114567191B (zh) | 一种基于混合mmc的btb换流器及其控制方法 | |
| CN111404409A (zh) | 基于mmc的多端口电力电子变压器拓扑及其控制方法 | |
| CN113452276B (zh) | Ccc-phc型混合级联直流换流器、整流站、逆变站和输电系统 | |
| Gandomi et al. | Five-Level T-type converter based fault-tolerant isolated DC-DC topology using WBG devices | |
| CN112290574B (zh) | 一种适用于直流汇集的集电器及其控制方法 | |
| CN114069633A (zh) | 一种含高频隔离型背靠背变换器的混合型智能配电变压器 | |
| CN113346764A (zh) | 一种基于高频磁耦合模块的中压变流器拓扑结构 | |
| CN113629985A (zh) | 一种chb-qab拓扑结构的子模块电容优化控制方法 | |
| Yan et al. | A multiphase generator grid connection topology based on MMC access and its control method | |
| Xie et al. | Study on control strategy of power electronic transformer based on modular multilevel converter | |
| CN213213324U (zh) | 一种适用于直流汇集的集电器 | |
| CN114337345B (zh) | 一种多端口中低压交直流混合微电网的能量分层控制方法 | |
| Yang et al. | An optimization method for reducing the sub-module capacitor voltage ripple amplitude of hybrid mmc | |
| Aljumah et al. | SiC-based Isolated Three-port DC-DC Converter Implementation for MV Microgrid Applications |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant |