CN102545675A - 一种混合串联h桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明通过利用混合多电平调制方法实现级联不同高低压模块间的指令电压分配来达到对模块吸收有功功率的分配，使得高低压模块直流侧电压均稳定在给定值附近，无需额外的辅助装置，方法简单易行。从仿真结果中可以看到，本发明能够很好地实现对于高低压模块直流侧电压的均压控制。同时实验室中搭建了容量为5kVA，每相一个高压H桥模块和一个低压H桥模块串联的小型实验样机，对本发明中方法进行了实验验证，仿真和实验结果都证明了该方法的正确、可靠性，为工程应用提供了很好的参考价值。

Description

一种混合串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法

技术领域

本发明涉及并网逆变器和混合多电平研究领域，特别涉及混合多电平调制及混合多电平并网逆变器高压模块和低压模块之间的均压控制方法，具体地说是利用混合多电平调制方法实现级联不同高低压模块间的指令电压分配来达到充分利用不同性能电力电子器件和保证高低压模块直流母线电压平衡的目的。

背景技术

电力电子技术在电力系统中具有十分广阔的应用前景，其典型应用有静止无功发生器、动态电压恢复器、静止电压补偿器、静止相位补偿器、功率流控制器、有源电力滤波器和高频整流器等^[1]。这些典型应用的核心部分是并网逆变器。随着社会的发展，电力电子技术在电力系统中的应用逐渐朝中高压领域发展，所以对中、高压大容量并网逆变器的需求逐年增加，如对中高压电网功率和电压进行调节的动态电压恢复器、静止电压补偿器和功率流控制器，以及为解决电网无功与谐波污染而大量应用的中高压静止无功发生器和电力有源滤波器。由于电压电流等级的提高，如果在这些高压大功率应用场合中采用传统两电平逆变器拓扑结构，则会出现逆变器拓扑中主要的开关器件耐压值不够高，与电力系统中高压范围不能直接匹配。一般来讲，在高压供电而功率器件耐压能力有限的情况下，可采用功率器件串联的方法来解决。但器件在串联使用时，存在静态和动态均压等一系列问题。

多电平变换器的思想最早是由Nabae等人于80年代初提出的，随着GTO、IGBT等大功率可控器件容量等级的不断提高，以及以DSP为代表的控制芯片的迅速普及，关于多电平变换器的研究和应用有了迅猛的发展。目前，多电平变换器技术由于具有诸如减少了器件的电压应力，勿须器件串联而无均压问题，减少了输出电压的谐波含量，减少了由于dv/dt和di/dt所造成的电磁干扰等优点，已成为电力电子学中，以高压大功率变换为研究对象的一个新的研究领域^[2-10]。在选择开关器件时，能否在同一多电平电路拓扑结构中采用不同功率等级的开关器件，使耐压值较高的器件承受较高的电压而使它们开关在较低频率，而使那些耐压值并不是很高的器件承受较低的电压，但工作在较高频率，从而使系统结构更加优化呢？九十年代末，印度学者Madhav首次提出了混合多电平的概念，并研究发现这种技术将突破传统多电平思想的束缚，在同一个电路拓扑结构中，采用不同功率的开关器件，使耐压值高的器件承受较高电压开关在较低频率下，而那些耐压值并不是很高的器件承受较低电压工作在较高频率下，使它们在一起协同工作，从而扬长避短充分发挥各种器件的自身特点，使系统达到优化^[11-13]。目前，国内外专家认为混合多电平技术是多电平技术的未来发展趋势，是高压大功率应用领域中一个非常有价值的研究领域。

在静止无功发生器、动态电压恢复器、有源电力滤波器和高频整流器等很多混合串联H桥多电平并网逆变器的应用中，多个电压等级不同的H桥模块级联后经连接电抗器接入电网，电压等级高的模块开关器件基波周期开断，承受高电压应力，电压等级低的模块开关器件高频开断，保证输出并网电流波形。因为H桥模块可以从电网吸收能量补偿自身损耗，所以直流侧只需并联电容器，不用加独立的直流电压源^[14-20]。文献[16]提出了一种用于25KV电气化铁路的有源和无源混合电力滤波器，其中开关变换器采用不对称五电平结构。文献[17]提出一种采用母线电压1V_DC和母线电压3V_DC的传统H桥模块级联的混合级联多电平有源电力滤波器，采用滞环空间矢量控制方法进行调制。文献[18]提出一种结合电压型逆变器和电流型逆变器的混合多电平静止无功发生器，通过仿真和实验证实该静止无功发生器输出电流谐波含量非常小。目前国内外专家对各种混合多电平并网逆变器进行研究，提出了一些控制调制方法和拓扑结构。

但是如何控制各个H桥模块吸收的功率，使各自直流侧电压等于参考值是一个难点问题。需要一种合理的混合多电平调制策略对各个电压等级不同H桥模块分配合理的指令电压，如此保持各个H桥模块功率平衡。如果混合多电平调制策略选取不合适，以及由于高低压模块损耗存在差异性，各个高低压模块直流母线电压会严重偏离指令值。如果不加以控制，直流电压偏离值高的模块超额工作，开关器件存在过压损坏的危险，而直流电压偏离值低的模块又欠额工作，此时整个混合多电平并网逆变器不能输出正确的指令电压，进而影响输出电流的正确性。

针对普通串联H桥均压问题，查阅大量文献，已有很多解决方案。如采用额外硬件电路的交流母线均压法和直流母线均压法，采用软件控制的脉冲循环换位法、交流输出电压调幅法和交流输出电压相移法。普通串联H桥的直流侧电压不均衡问题已经得到了很好的解决。但是采用多个电压等级不同H桥模块级联的混合多电平并网逆变器，尚未看到有文献提出很好的方法对各个H桥模块直流侧电压进行控制。文献[19]进行混合级联多电平有源电力滤波器直流侧母线电压控制研究，但从其实验结果可以看出，其调制策略使低频功率模块有可能也要产生高频调制，不具有实用性。

本文提出了一种混合串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法，利用混合多电平调制方法实现级联不同高低压模块间的指令电压分配来达到充分利用不同性能电力电子器件和保证高低压模块直流母线电压平衡的目的。

以下给出检索的相关文献

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发明内容

本发明的目的是提出一种混合串联H桥多电平并网逆变器高压模块和低压模块之间的均压控制方法。具体地说是利用混合多电平调制方法实现级联不同高低压H桥模块间的指令电压分配来达到充分利用不同性能电力电子器件和保证高低压模块直流母线电压平衡的目的。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

一种混合串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法，逆变器包括ABC三相，每相其中有一个模块为低压H桥模块，其他模块为高压H桥模块；其特征在于，该方法包括如下步骤：

检测混合多电平并网逆变器的ABC三相所有H桥单元模块直流侧电压；并求出各相N个H桥单元模块直流侧电压的和；

电流指令计算：将各相H桥单元模块直流侧电压的和与每相总直流侧电压给定值相比较，其输出经过比例积分调节器后，与标准基波正序值的正弦量sinωt相乘，得到各相中用于总的直流侧电压调节的基波有功电流指令；

电压指令计算：

①将各相所述电压和乘以每个高压H桥模块在每相H桥单元模块直流侧电压中占的指令比值，得到的积与同相第N个高压H桥模块直流侧电压相比较，其输出经过比例积分调节，最后得到各相第1～N个高压H桥模块电压偏差指令；

②检测所述多电平并网逆变器的各相输出电流，并与各相第N个高压H桥模块电压偏差指令经过单相乘法器相乘，其输出作为所述多电平并网逆变器各相第1～N个高压H桥模块PWM调制波的微调指令；

⑧把各相第1～N所述微调指令与所述多电平并网逆变器同相输出指令电压PWM调制波经过单路加法器相与，其输出作为各相第1～N个高压H桥模块最终PWM调制波；

④将上述调制波与设定的阀值u_cmp进行比较，高于阀值u_cmp时生成高电平信号，低于-u_cmp时生成低电平信号，其余生成零电平信号，一个工频周期内高压H桥模块开关管只开通关断一次，最终生成高压H桥模块的开关控制信号；

⑤将所述开关控制信号和相应高压H桥模块直流侧电压相乘求和；将各相经过计算得到的最原始调制波PWM调制波与上述和相比较，得到指令调制波，将其通过三角波PWM调制，生成低压模块的输出PWM电压波形，最后与高压H桥模块最终PWM调制波相加，逆变器出口PWM电压波形。

所述H桥模块最终PWM调制波为梯形波。

本发明通过利用混合多电平调制方法实现级联不同高低压模块间的指令电压分配来达到对模块吸收有功功率的分配，使得高低压模块直流侧电压均稳定在给定值附近，无需额外的辅助装置，方法简单易行。从仿真结果中可以看到，本发明能够很好地实现对于高低压模块直流侧电压的均压控制。同时实验室中搭建了容量为5kVA，每相一个高压H桥模块和一个低压H桥模块串联的小型实验样机，对本发明中方法进行了实验验证，仿真和实验结果都证明了该方法的正确、可靠性，为工程应用提供了很好的参考价值。

附图说明

图1是混合串联H桥多电平并网逆变器主电路结构图；

图2是混合串联H桥多电平并网逆变器总的控制系统框图；

图3是本发明中总电压控制系统框图；

图4是本发明中高低压模块指令电压分解及均压控制系统框图；

图5是不加图3控制环和图4控制环时混合串联H桥多电平并网逆变器直流侧电压仿真波形图；

图6是只加图3控制环，不加图4控制环时混合串联H桥多电平并网逆变器直流侧电压仿真波形图；

图7是同时加图3控制环和图4控制环时混合串联H桥多电平并网逆变器直流侧电压仿真波形图；

图8是同时加图3控制环和图4控制环，混合串联H桥多电平并网逆变器做无功补偿器时，电网电压，补偿电流和变流器输出电压仿真波形图；

图9是同时加图3控制环和图4控制环，混合串联H桥多电平并网逆变器做无功补偿器时的实验波形图。

图10是同时加图3控制环和图4控制环时，混合串联H桥多电平并网逆变器做无功补偿器时的实验波形图。

具体实施方式

参照图1，三相电源和负载之间连接混合串联H桥多电平并网逆变器，该并网逆变器做无功补偿器运行。混合串联H桥多电平并网逆变器的主电路结构，主要包括：3个高压H桥模块H，3个低压H桥模块L和3个进线电感L_sa、L_sb、L_sc。高低压H桥模块由直流侧储能电容元件和电压源型PWM变流器组成，其中直流侧储能元件一般由电力电容器串并联构成，电压源型PWM变换器采用全控器件如IGBT、GTO等组成。进线电感一端串联在高低压H桥模块上，一端接在三相电源和负载之间，其参数的选择主要取决于低压H桥模块的开关频率。

为了叙述方便，本发明中，以两个模块为例进行详细说明。电源三相电压记为u_s，即：u_sa、u_sb、u_sc；电源三相电流记为i_s，即：i_sa、i_sb、i_sc；混合串联H桥多电平并网逆变器的6个单相全桥单元模块直流侧电压分别记为u_{dca_H}，u_{dca_L}，u_{dcb_H}，u_{dcb_L}，u_{dcc_H}，u_{dcc_L}；高低压H桥模块直流侧电压给定值记为U_{dc_H}和U_{dc_L}；混合串联H桥多电平并网逆变器输出的三相补偿电流记为i_c，即：i_ca、i_cb、i_cc；三相负载电流记为i_L，即：i_la、i_lb、i_lc。

参照图2，图3，图4，本发明中的混合串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法，包括两个控制环，其中步骤1、2为第一个控制环，即图3总的AC/DC能量交换，步骤3、4、5、6、7、8为第二个控制环，对应图4中的电压环均衡控制微调指令，具体步骤如下：

步骤1，检测混合多电平并网逆变器的ABC三相所有H桥单元模块直流侧电压u_{dc_ai}、u_{dc_bi}、u_{dc_ci}(i＝1，2...N)，每相其中有一个模块为低压H桥模块，其他模块为高压H桥模块，得3·N个直流侧电压值，并求出各相N个H桥单元模块直流侧电压的和u_{a_sum}、u_{b_sum}、u_{c_sum}。

步骤2，将A相H桥单元模块直流侧电压的和与每相总直流侧电压给定值u_ref经过单路减法器相比较，其输出经过单路比例积分调节器调整，单路比例积分器的输出值与A相电网电压锁相得到的标准基波正序值的正弦量sinωt相乘，得到混合多电平并网逆变器A相中用于总的直流侧电压调节的基波有功电流指令Δi_ap，沿用同样思路求得B、C两相的基波有功电流指令，最后得到混合多电平并网逆变器直流侧与交流侧能量交换指令Δi_ap、Δi_bp、Δi_cp。

步骤3，将A相H桥单元模块直流侧电压和u_{a_sum}乘以每个高压H桥模块在每相H桥单元模块直流侧电压中占的指令比值

与A相第一个高压H桥模块直流侧电压u_{dc_Ha1}经过单路减法器相比较，其输出经过单路比例积分调节器调整，单路比例积分调节器的输出作为A相第一个高压H桥模块电压偏差指令Δu_{c_Ha1}。

步骤4，按照步骤3要求，分别求出A相第二到第N-1个高压H桥模块电压偏差指令Δu_{dc_Ha2}，...Δu_{dc_Ha(N-1)}，B相第一到第N-1个高压H桥模块电压偏差指令Δu_{dc_Hb1}，...Δu_{dc_Hb(N-1)}和C相第一到第N-1个高压H桥模块电压偏差指令Δu_{dc_Hc1}，...Δu_{dc_Hc(N-1)}。

步骤5，检测混合多电平并网逆变器的A相输出电流i_ca，并与A相第一个高压H桥模块电压偏差指令Δu_{dc_Ha1}经过单相乘法器，其输出作为混合多电平并网逆变器A相第一个高压H桥模块PWM调制波的微调指令Δu_aH1″，以此类推得到A相剩余高压H桥模块PWM调制波的微调指令Δu_aH2″，...Δ_uaH(N-1)″，B相、C相中所有高压H桥模块PWM调制波的微调指令Δu_bH1″，...Δu_bHN″，Δu_cH1″，...Δu_cH(N-1)″。

步骤6，混合多电平并网逆变器电流环控制系统对指令电流和输出电流进行闭环调节跟踪控制，得到了输出指令电压PWM调制波。把A相第一个高压H桥模块PWM调制波的微调指令Δu_aH1″与混合多电平并网逆变器A相输出指令电压PWM调制波u_a经过单路加法器，其输出作为A相第一个高压H桥模块最终PWM调制波u_aH1。以此类推得到A相中剩余高压H桥模块最终PWM调制波u_aH2，...u_aH(N-1)，B相、C相中所有高压H桥模块最终PWM调制波u_bH1，...u_bH(N-1)，u_cH1，...u_cH(N-1)。

步骤7，用高压H桥模块最终PWM调制波u_aHi、u_bHi、u_cHi(i＝1，2...N-1)与阀值u_cmp比较，高于阀值u_cmp时生成高电平信号，低于-u_cmp时生成低电平信号，其余生成零电平信号，一个工频周期内高压H桥模块开关管只开通关断一次，最终生成高压H桥模块的开关控制信号S_{H_a}、S_{H_b}、S_{H_c}(i＝1，2...N-1)。

步骤8，用高压H桥模块的开关控制信号S_{H_a}、S_{H_b}、S_{H_c}(i＝1，2...N-1)和相应高压H桥模块直流侧电压相乘求和。用混合多电平并网逆变器ABC三相PWM调制波u_a、u_b、u_c分别与上述乘积和经过单路减法器相比较，作为混合多电平并网逆变器低压H桥模块指令调制波

将其通过三角波PWM调制，生成低压模块的输出PWM电压波形，最后与高压模块的梯形波电压波形一起合成逆变器出口PWM电压波形。

图5、6、7、8给出了采用本发明中控制方法的仿真波形，分别为两个控制环都不加时、只加了第一个控制环时、同时加两个控制环时直流侧电压的仿真波形，以及电网电压，补偿后电网电流和变流器输出电压仿真波形。图5、6、7中，自上至下分别为：A相直流母线总电压的仿真波形；A相高压H桥模块直流侧电压仿真波形；A相低压H桥模块直流侧电压仿真波形；图8中自上至下分别为：A相电网电压仿真波形；A相补偿电流仿真波形；A相变流器输出电压仿真波形。从仿真波形中可以看出该控制方法能够很好得稳定高低压模块直流侧电压，使其等于给定值。图9、图10给出了在实验室搭建的实验样机上采用本发明中控制方法的实验波形。图9中自上至下分别为：A相变流器输出电压波形，A相高压模块输出电压波形，A相低压模块输出电压实验波形；图10中自上至下分别为：A相电网电压波形，A相补偿电流和三相各个直流侧电压实验波形。从实验波形中可以看出该控制方法通过混合多电平调制策略实现了高低压模块直流侧电压的均衡。

发明的结果

本发明中给出了混合串联H桥多电平并网逆变器高压模块和低压模块直流母线之间的均压控制方法。并利用MATLAB中的simulink模块对该控制方法进行了仿真验证，同时在实验室中搭建了容量为5kVA，每相一个高压模块一个低压H桥单元模块的小型实验样机，对本发明中方法进行了实验验证，仿真和实验结果都证明了变流器实现高低压模块直流侧电压的均衡控制，充分利用了高低压模块器件的性能，该方法正确、可靠，为工程应用提供了很好的参考价值。

Claims (2)

1.一种混合串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法，逆变器包括ABC三相，每相其中有一个模块为低压H桥模块，其他模块为高压H桥模块；其特征在于，该方法包括如下步骤：

1)检测混合多电平并网逆变器的ABC三相所有H桥单元模块直流侧电压；并求出各相N个H桥单元模块直流侧电压的和；

2)电流指令计算：将各相H桥单元模块直流侧电压的和与每相总直流侧电压给定值相比较，其输出经过比例积分调节器后，与标准基波正序值的正弦量sinωt相乘，得到各相中用于总的直流侧电压调节的基波有功电流指令；

3)电压指令计算：

①将各相所述电压和乘以每个高压H桥模块在每相H桥单元模块直流侧电压中占的指令比值，得到的积与同相第N个高压H桥模块直流侧电压相比较，其输出经过比例积分调节，最后得到各相第1～N个高压H桥模块电压偏差指令；

②检测所述多电平并网逆变器的各相输出电流，并与各相第N个高压H桥模块电压偏差指令经过单相乘法器相乘，其输出作为所述多电平并网逆变器各相第1～N个高压H桥模块PWM调制波的微调指令；

⑧把各相第1～N所述微调指令与所述多电平并网逆变器同相输出指令电压PWM调制波经过单路加法器相与，其输出作为各相第1～N个高压H桥模块最终PWM调制波；

④将上述调制波与设定的阀值u_cmp进行比较，高于阀值u_cmp时生成高电平信号，低于-u_cmp时生成低电平信号，其余生成零电平信号，一个工频周期内高压H桥模块开关管只开通关断一次，最终生成高压H桥模块的开关控制信号；

⑤将所述开关控制信号和相应高压H桥模块直流侧电压相乘求和；将各相经过计算得到的最原始调制波PWM调制波与上述和相比较，得到指令调制波，将其通过三角波PWM调制，生成低压模块的输出PWM电压波形，最后与高压H桥模块最终PWM调制波相加，逆变器出口PWM电压波形。

2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述H桥模块最终PWM调制波为梯形波。

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