CN102723734B - 一种y型连接串联h桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法 - Google Patents

Abstract

一种Y型连接串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法，控制整个串联H桥并网逆变器从电网吸收有功功率，来实现三相总的直流母线电压稳定；通过检测和计算来合成Y型拓扑结构中所需要的零序电压，来调节每相间直流母线间的平衡；微调每相间模块指令电压，重新分配各个模块吸收的有功功率，使得该模块实际吸收的有功功率刚好可以抵消这个模块自身的损耗，进而使每个模块在额定的指令电压值下稳定运行。

Description

一种Y型连接串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法

技术领域

本发明涉及电能质量和多电平研究领域，特别涉及Y型连接拓扑中三相母线间的均压控制方法，具体地说是通过向拓扑中注入零序电压来实现三相直流母线间的均衡。

背景技术

电力电子技术在电力系统中具有十分广阔的应用前景，其典型应用有静止无功发生器、动态电压恢复器、静止电压补偿器、静止相位补偿器、功率流控制器、有源电力滤波器和高频整流器等^[1]。这些典型应用的核心部分是并网逆变器。随着社会的发展，电力电子技术在电力系统中的应用逐渐朝中高压领域发展，所以对中、高压大容量并网逆变器的需求逐年增加，如对中高压电网功率和电压进行调节的动态电压恢复器、功率流控制器，以及为解决电网无功与谐波污染而大量应用的中高压静止无功发生器和电力有源滤波器。由于电压电流等级的提高，如果在这些高压大功率应用场合中采用传统两电平逆变器拓扑结构，则会出现逆变器拓扑中主要的开关器件耐压值不够高，与电力系统中高压范围不能直接匹配。一般来讲，在高压供电而功率器件耐压能力有限的情况下，可采用功率器件串联的方法来解决。但器件在串联使用时，存在静态和动态均压等一系列问题。

多电平变换器的概念最早是由Nabae等人于80年代初提出。随着GTO、IGBT和IGCT等大功率可控器件容量等级的不断提高，以及以DSP为代表的控制芯片的迅速普及，多电平变换器的研究和应用有了迅猛的发展。多电平变换器技术具有诸多优点，比如减少了器件的电压应力，勿须考虑器件串联带来的均压问题，改善输出电压的频谱特性，减少了dv／dt和di／dt引起的电磁干扰等，已成为电力电子学中，以高压大功率变换为研究对象的一个新的研究领域^[2-11]。

在静止无功发生器、动态电压恢复器、有源电力滤波器等很多串联H桥多电平并网逆变器的应用中，多个H桥模块串联后经连接电抗器接入电网。因为H桥模块可以从电网吸收能量补偿自身损耗，所以直流侧只需并联电容器，不用加独立的直流电压源^[14-16]目前国内外专家对各种拓扑多电平并网逆变器进行研究，提出了具有应用价值的拓扑结构和控制策略。

但是如何控制各个H桥模块吸收的功率，使各自直流侧电压稳定在给定值是一个难点问题。由于各个模块损耗的差异性和三相功率的不平衡性，如果不加以控制H桥模块的直流侧电压会严重偏离指令值。直流电压高于给定值的模块超额工作，开关器件存在过压损坏的危险；而直流电压偏离给定值低的模块又欠额工作。因此需要一种合理的多电平调制策略对各个H桥模块分配合理的指令电压，保持各个H桥模块功率平衡，确保装置的安全可靠运行。

针对普通串联H桥均压问题，现有文献已经给出很多解决方案。如采用额外硬件电路控制的交流母线均压法和直流母线均压法，采用算法控制的脉冲循环换位法、交流输出电压调幅法和交流输出电压相移法。三角形连接串联H桥拓扑的直流侧电压均衡问题已经得到了很好的解决，但是针对Y型拓扑结构尚未看到有文献提出很好的方法对三相及各个H桥模块直流侧电压进行控制，并且对不平衡负载产生的负序电流进行补偿。

本文提出了一种Y型串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法，利用零序电压在三相有功功率分配的积极作用来实现三相间直流母线的均衡，并且通过微调每相中各个模块的指令电压达到各个模块间的均压控制。

以下给出检索的相关文献

[1]陈坚.电力电子学——电力电子变换和控制技术.北京：高等教育出版社,2002.

[2]何湘宁，陈阿莲.多电平变换器的理论和应用技术.北京：机械工业出版社.2006

[3]李永东，肖曦，高跃等.大容量多电平变换器——原理、控制、应用.北京：科学出版社.2005

[4]黄本润，夏立，吴正国.H桥级联多电平动态电压恢复器的研究.控制技术,2011,5(31):1-3.

[5]许湘莲.基于级联多电平逆变器STATCOM及其控制策略研究.[博士学位论文].武汉：华中科技大学，2006

[6]Rodriguez J,Lai J S,Peng F Z.Multilevel Inverters:A Survey of Topologies,Controls,andApplications.IEEE Trans Industry Applications,2002,49(4):724-738.

[7]李建林,林平,王长永等.基于载波相移SPWM技术的电流型有源电力滤波器的研究.中国电机工程学报,2003,23(10):99-103.

[8]胡应宏,任佳佳.级联STATCOM直流侧电压平衡控制方法.电机与控制学报,2010,14(11):31-36.

[9]Rudnick H,Dixon J,Moran L.Delivering clean and pure power.IEEE Power and EnergyMagazine.2003,1(5):32-40.

[10]王庚,李永东,游小杰.级联式并联有源电力滤波器的控制.电工电能新技术,2004,23(4):51-55.

[11]Ahmed M Massoud,Stephen J Finney,Andrew J Cruden,Barry W Williams.Three-Phase,Three-Wire,Five-Level Cascaded Shunt Active Filter for Power Conditioning,Using Two Different Space Vector Modulation Techniques.IEEE Trans Power Deliver,2007,22(4):2349-2361.

[12]何金平,毛承雄,陆继明.三相线电压级联多电平变化器原理及仿真研究.高电压技术，2007,33(4):170-174.

[13]Sixing Du,Jinjun Liu,Jiliang Lin.Control Strategy Study of STATCOM Based onCascaded PWM H-bridge Converter With Delta Configuration.IPEMC2012.

[14]Yingjie He,DU Si-Xing,Liu Jin-jun.A study on the DC Link Voltage Balancing forPower Conditioners based on Cascaded H-bridges.ECCE,2011,[ThH2-2]:1821-1827.

[15]王兆安，杨君，刘进军．谐波抑制和无功功率补偿[M]．北京：机械工业出版社，2004.

[16]L A Silva，S P Pimentel，J A Pomilio.Nineteen-level Active Filter System usingAsymmetrical Cascaded Converter with DC Voltages Control.Proceedings of the2005IEEE PESC,2005,303-308.

发明内容

本发明提出了一种串联H桥结构三相Y型并网逆变器的直流母线电压控制方法。具体地说是先通过直流侧总的损耗产生有功电流指令来实现总的直流侧母线电压的恒定，再调节零序电压指令来实现每相间的直流母线电压的均衡，然后微调每相内部各模块的指令电压实现模块间的直流母线电压平衡。最后，实现直流母线电压维持稳定的目的。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术方案：

1、一种Y型连接串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法，在Y型拓扑结构中合成零序电压来达到对三相直流母线间的均衡控制，并且微调每相间各个模块的指令电压分配来实现模块间直流母线电压的平衡。每相母线分别连接到N个串联的H桥，三个串联电路Y型连接。

包括以下步骤：

步骤1，三相总的直流母线电压控制

步骤1．1，检测Y型串联多电平并网逆变器的ABC三相所有H桥模块直流侧电压u_{dc_ai}、u_{dc_bi}、u_{dc_ci}（i＝1，2…N），并求出各相N个H桥模块直流侧电压的和u_{a_sum}、u_{b_sum}、u_{c_sum}及每相模块电压平均值u_{a_ave}、u_{b_ave}、u_{c_ave}和三相直流母线平均值 $u_{\mathrm{ave}}=\frac{1}{3}(u_{a\_\mathrm{sum}}+u_{b\_\mathrm{sum}}+u_{c\_\mathrm{sum}}).$

步骤1．2，将三相直流母线平均值u_ave与每相直流侧电压给定值u_ref送入单路减法器进行运算，其输出送入单路比例积分调节器调整，单路比例积分器的输出值作为直流侧与交流侧交换的有功分量Δp_sum，注入到三相调节器的有功轴d上来控制整个串联H桥补偿器从电网吸收有功功率。

步骤2，合成零序电压指令

步骤2．1，利用步骤1．2中的三相直流母线平均值u_ave分别与u_{a_sum}、u_{b_sum}做差经过PI积分器生成

步骤2．2，检测三相补偿电流通过关系式：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^p\\ i_q^p\end{array}\right]=\frac{\sqrt{2}}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a^c\\ i_b^c\\ i_c^c\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{I}^p\cos \left(\mathrm{\α}\right)-I^n\cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})\\ I^p\sin \left(\mathrm{\α}\right)+I^n\sin (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{LPF}}{\→}\left[\begin{array}{c}{i}_d^p\\ i_q^p\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{I}^p\cos \mathrm{\α}\\ I^p\sin \mathrm{\α}\end{array}\right]$

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^n\\ i_q^n\end{array}\right]=\frac{\sqrt{2}}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a^c\\ i_c^c\\ i_b^c\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{I}^n\cos \left(\mathrm{\β}\right)-I^p\cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})\\ I^n\sin \left(\mathrm{\β}\right)+I^p\sin (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{LPF}}{\→}\left[\begin{array}{c}{i}_d^n\\ i_q^n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{I}^n\cos \mathrm{\β}\\ I^n\sin \mathrm{\β}\end{array}\right]$

得到中间变量I^Pcosα，I^Psinα，Iⁿcosβ，Iⁿsinβ，

步骤2．3，把I^Pcosα，I^Psinα，Iⁿcosβ，Iⁿsinβ代入到关系式：

a₁=I^pcosα+Iⁿcosβ

b₁=I^psinα+Iⁿsinβ

$a_2=\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^p\sin \mathrm{\α}-\frac{1}{2}{I}^p\cos \mathrm{\α}-\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^n\sin \mathrm{\β}-\frac{1}{2}{I}^n\cos \mathrm{\β}$

$b_2=-\frac{1}{2}{I}^p\sin \mathrm{\α}-\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^p\cos \mathrm{\α}-\frac{1}{2}{I}^n\sin \mathrm{\β}+\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^n\cos \mathrm{\β}$

中分别得到a₁，b₁，a₂，b₂的值。

步骤2．4，把a₁，b₁，a₂，b₂代入到关系式：

$\sin {\mathrm{\α}}_1=\frac{b_1}{\sqrt{a_1^2+b_1^2}},$ $\cos {\mathrm{\α}}_1=\frac{a_1}{\sqrt{a_1^2+b_1^2}}$

$\sin {\mathrm{\α}}_2=\frac{b_2}{\sqrt{b_2^2+b_2^2}},$ $\cos {\mathrm{\α}}_2=\frac{a_2}{\sqrt{a_2^2+b_2^2}}$

中得到sinα₁，cosα₁，sinα₂，cosα₂的值。

步骤2．5，把得到的sinα₁，cosα₁，sinα₂，cosα₂和值代入到关系式：

$U_d^0=\sqrt{2}{U}^0\cos \left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{\mathrm{\Δ}{U}_b^0\sin {\mathrm{\α}}_1-\mathrm{\Δ}{U}_a^0\sin {\mathrm{\α}}_2}{\sqrt{2}(\sin {\mathrm{\α}}_1\cos {\mathrm{\α}}_2-\sin {\mathrm{\α}}_2\cos {\mathrm{\α}}_1)}$

$U_q^0=\sqrt{2}{U}^0\sin \left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{\mathrm{\Δ}{U}_a^0\cos {\mathrm{\α}}_2-\mathrm{\Δ}{U}_b^0\cos {\mathrm{\α}}_1}{\sqrt{2}(\sin {\mathrm{\α}}_1\cos {\mathrm{\α}}_2-\sin {\mathrm{\α}}_2\cos {\mathrm{\α}}_1)}$

中最终得到U⁰是零序电压；

步骤2．6，把代入到最终的零序电压指令方程式：

$u^0=\sqrt{2}{U}^0\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})=\sqrt{2}{U}^0\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\sin \mathrm{\ωt}+\sqrt{2}{U}^0\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\cos \mathrm{\ωt}=U_d^0\sin \mathrm{\ωt}+U_q^0\cos \mathrm{\ωt}$

中得到Y型拓扑中注入的零压电压。其中sinωt、cosωt可以通过锁相环得到。然后通过数学式求出每个模块应分担的零序电压指令。

步骤3，每相内部各个模块间的直流母线均压控制。

步骤3．1，检测三相补偿器电流将A相H桥单元模块直流侧电压的平均值u_{a_ave}和与A相第一个单元模块直流侧电压值u_{dc_a1}送入单路减法器进行比较，其输出经过单路比例积分调节器调整，单路比例积分器的输出值与A相变流器输出的实际电流相乘，得到变流器A相中第一个模块交流侧微调电压指令Δu_{dc_a1}，沿用同样思路求得B、C两相的微调电压指令，最后得到串联多电平变流器每相中第一个模块交流侧指令电压微调量Δu_{dc_a1}、Δu_{dc_b1}、Δu_{dc_c1}。

步骤3．2，按照步骤3．1的流程，分别求出A相第二到第N-1个H桥模块微调电压指令Δu_{dc_a2}，...Δu_{dc_a（N-1）}，B相第二到第N-1个H桥模块微调电压指令Δu_{dc_b2}，...Δu_{dc_b（N-1）}和C相第一到第N-1个H桥模块微调电压指令Δu_{dc_c2}，…Δu_{dc_c（N-1）}。

步骤3.3，串联多电平并网逆变器电流环控制系统对指令电流和输出电流进行闭环跟踪控制，得到A、B、C三相输出指令电压调制波u_a、u_b、u_c。把A相第一个H桥模块的微调指令Δu_{dc_1}，模块零序电压指令和并网逆变器A相输出指令电压u_a送入单路加法器，其输出作为A相第一个H桥模块最终PWM调制波u_a1。以此类推得到A相中剩余H桥模块最终PWM调制波u_a2，…u_aN，B相、C相中所有高压H桥模块最终PWM调制波u_ba2，…u_bN，u_c2，…u_cN。

步骤3．4，各相每个H桥模块的调制波通过三相载波移相生成各个模块的开关信号。

本发明的特征在于上述步骤中的三个控制环。其中步骤1为第一个控制环，目的在于控制整个串联H桥并网逆变器从电网吸收有功功率，来实现三相总的直流母线电压稳定；步骤2通过检测和计算来合成Y型拓扑结构中所需要的零序电压，来调节每相间直流母线间的平衡；步骤3目的在于微调每相间模块指令电压，重新分配各个模块吸收的有功功率，使得该模块实际吸收的有功功率刚好可以抵消这个模块自身的损耗，进而使每个模块在额定的指令电压值下稳定运行。

本发明的有益效果是：

同时实验室中搭建了容量为5kVA，每相2个H桥模块串联的小型实验样机，对本发明中方法进行了实验验证。仿真和实验结果都证明了该方法的正确、可靠性，为工程应用提供了很好的参考价值。

附图说明

图1是Y型拓扑串联H桥多电平并网逆变器主电路结构；

图2是Y型拓扑串联H桥多电平并网逆变器总的控制系统框图；

图3是本发明中三相均压控制系统框图；

图4是本发明中每相内部各模块间均压控制系统框图；

具体实施方式

参照图1，Y型拓扑串联H桥并网逆变器与负载并联，做无功补偿器运行。Y型拓扑串联H桥并网逆变器的主电路结构，主要包括：每相两个H桥模块和1个进线电感。其中直流侧储能元件一般由电力电容器串并联构成，电压源型PWM变换器采用全控器件如IGBT、GTO等组成。进线电感一端串联在H桥模块上，一端接在电力系统公共接入端，其参数的选择主要取决于H桥模块的开关频率。

为了叙述方便，本发明中，以两个模块为例进行详细说明。电源三相电压记为u_s，即：u_sa、u_sb、u_sc；电源三相电流记为i_s，即：i_sa、i_sb、i_sc；串联H桥并网逆变器的6个单相全桥模块直流侧电压分别记为u_dca1，u_dca2，u_dcb1，u_dcb2，u_dcc1，u_dcc2；H桥模块直流侧电压给定值记为 串联H桥多电平并网逆变器输出的三相补偿电流记为i_c，即：i_ca、i_cb、i_cc；三相负载电流记为i_L,即：i_la、i_lb、i_lc。

参照图2，图3，图4，本发明中的串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法，包括三个控制环，其中步骤1为第一个控制环，即总的AC／DC能量交换，步骤2为第二个控制环，对应图3中的电压环均衡控制微调指令，具体步骤如下：

步骤2，合成零序电压指令

步骤2．1，利用步骤1．1检测量u_ave分别与u_{a_sum}、u_{b_sum}做差经过PI积分器生成

步骤2．2，检测三相补偿电流i_ca、i_cb、i_cc，通过关系式：

$\left[\begin{array}{c}{i}_d^p\\ i_q^p\end{array}\right]=\frac{\sqrt{2}}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ca}}\\ i_{\mathrm{cb}}\\ i_{\mathrm{cc}}\end{array}\right]$

$=\left[\begin{array}{c}{I}^p\cos \left(\mathrm{\α}\right)-I^n\cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})\\ I^p\sin \left(\mathrm{\α}\right)+I^n\sin (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{LPF}}{\→}\left[\begin{array}{c}{i}_d^p\\ i_q^p\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{I}^p\cos \mathrm{\α}\\ I^p\sin \mathrm{\α}\end{array}\right]$

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{i}_d^n\\ i_q^n\end{array}\right]=\frac{\sqrt{2}}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{ca}}\\ i_{\mathrm{cb}}\\ i_{\mathrm{cc}}\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{c}{I}^n\cos \left(\mathrm{\β}\right)-I^p\cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})\\ I^n\sin \left(\mathrm{\β}\right)+I^p\sin (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{LPF}}{\→}\left[\begin{array}{c}{i}_d^n\\ i_q^n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{I}^n\cos \mathrm{\β}\\ I^n\sin \mathrm{\β}\end{array}\right]\end{array}$ 得到中间变量

I^Pcosα，I^Psinα，Iⁿcosβ，Iⁿsinβ，

步骤2．3，把I^Pcosα，I^Psinα，Iⁿcosβ，Iⁿsinβ带入到关系式：

a₁=I^pcosα+Iⁿcosβ

b₁=I^psinα+Iⁿsinβ

$a_2=\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^p\sin \mathrm{\α}-\frac{1}{2}{I}^p\cos \mathrm{\α}-\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^n\sin \mathrm{\β}-\frac{1}{2}{I}^n\cos \mathrm{\β}$

$b_2=-\frac{1}{2}{I}^p\sin \mathrm{\α}-\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^p\cos \mathrm{\α}-\frac{1}{2}{I}^n\sin \mathrm{\β}+\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^n\cos \mathrm{\β}$

中分别得到a₁，b₁，a₂，b₂的值。

步骤2．4，把a₁，b₁，a₂，b₂带入到关系式： $\begin{array}{c}\sin {\mathrm{\α}}_1=\frac{b_1}{\sqrt{a_1^2+b_1^2}},\cos {\mathrm{\α}}_1=\frac{a_1}{\sqrt{a_1^2+b_1^2}}\\ \sin {\mathrm{\α}}_2=\frac{b_2}{\sqrt{a_2^2+b_2^2}},\cos {\mathrm{\α}}_2=\frac{{\mathrm{\α}}_2}{\sqrt{a_2^2+b_2^2}}\end{array}$ 中得到sinα₁，sinα₂，cosα₂的值。

步骤2．5，把得到的sinα₁，cosα₁，sinα₂，cosα₂和值带入到关系式： $\begin{array}{c}{U}_d^0=\sqrt{2}{U}^0\cos \left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{\mathrm{\Δ}{U}_b^0\sin {\mathrm{\α}}_1-\mathrm{\Δ}{U}_a^0\sin {\mathrm{\α}}_2}{\sqrt{2}(\sin {\mathrm{\α}}_1\cos {\mathrm{\α}}_2-\sin {\mathrm{\α}}_2\cos {\mathrm{\α}}_1)}\\ U_q^0=\sqrt{2}{U}^0\sin \left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{\mathrm{\Δ}{U}_a^0\cos {\mathrm{\α}}_2-\mathrm{\Δ}{U}_b^0\cos {\mathrm{\α}}_1}{\sqrt{2}(\sin {\mathrm{\α}}_1\cos {\mathrm{\α}}_2-\sin {\mathrm{\α}}_2\cos {\mathrm{\α}}_1)}\end{array}$ 中最终得到

步骤2．6，把带入到最终的零序电压指令方程式： $u^0=\sqrt{2}{U}^0\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})=\sqrt{2}{U}^0\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\sin \mathrm{wt}+\sqrt{2}{U}^0\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\cos \mathrm{wt}=U_d^0\sin \mathrm{wt}+U_q^0\cos \mathrm{wt}$ 中得到Y型拓扑中注入的零压电压。其中sinωt、cosωt可以通过锁相环得到。

发明的结果

本发明中给出了Y型拓扑串联H桥多电平并网逆变器三相直流母线之间的均压控制方法及每相间各个模块间的均衡控制。并利用MATLAB中的simulink模块对该控制方法进行了仿真验证，同时在实验室中搭建了容量为5kVA，每相两个H桥单元模块的小型实验样机，对本发明中方法进行了实验验证，仿真和实验结果都证明了三相之间及相间模块的均衡控制，该方法正确、可靠，为工程应用提供了很好的参考价值。

Claims (2)

1.一种Y型连接串联H桥多电平并网逆变器直流母线电压控制方法，其中，串联的H桥电路具有三路，三路的一端Y型连接在一起，另一端分别接到三相交流电网的三个输出端，每路串联的H桥电路各具有N个H桥模块，其特征在于，包括如下步骤：

步骤1，三相总的直流母线电压控制：

步骤1.1，检测ABC三相所有H桥模块直流侧电压u_{dc_ai}、u_{dc_bi}、u_{dc_ci}（i=1,2…N），并求出各相N个H桥模块直流侧电压的和u_{a_sum}、u_{b_sum}、u_{c_sum}及每相模块电压平均值u_{a_ave}、u_{b_ave}、u_{c_ave}和三相直流母线平均值

步骤1.2，将三相直流母线平均值u_ave与每相直流侧电压给定值u_ref送入单路减法器进行运算，其输出送入单路比例积分调节器调整，单路比例积分调节器的输出值作为直流侧与交流侧交换的有功分量Δp_sum，注入到有功轴d上来控制整个串联H桥补偿器从电网吸收有功功率；

步骤2，合成零序电压指令：

步骤2.1，利用步骤1.2中的三相直流母线平均值u_ave分别与u_{a_sum}、u_{b_sum}做差经过PI积分器生成

步骤2.2，检测三相补偿电流通过关系式：

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{i}_d^p\\ i_q^p\end{array}\right]=\frac{\sqrt{2}}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a^c\\ i_b^c\\ {i_c^c}_{}\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{ccc}{I}^p& \cos \left(\mathrm{\α}\right)-I^n& \cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})\\ I^p& \sin \left(\mathrm{\α}\right)+I^n& \sin (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\β})\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{LPE}}{\→}\left[\begin{array}{c}{i}_d^p\\ i_q^p\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{I}^p& \cos & \mathrm{\α}\\ I^p& \sin & \mathrm{\α}\end{array}\right]\end{array}$

$\begin{array}{c}\left[\begin{array}{c}{i}_d^n\\ i_q^n\end{array}\right]=\frac{\sqrt{2}}{3}\left[\begin{array}{ccc}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)& \sin (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \sin (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\\ \cos \left(\mathrm{\ωt}\right)& \cos (\mathrm{\ωt}-2\mathrm{\π}/3)& \cos (\mathrm{\ωt}+2\mathrm{\π}/3)\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{i}_a^c\\ i_c^c\\ {i_b^c}_{}\end{array}\right]\\ =\left[\begin{array}{ccc}{I}^n& \cos \left(\mathrm{\β}\right)-I^p& \cos (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})\\ I^n& \sin \left(\mathrm{\β}\right)+I^p& \sin (2\mathrm{\ωt}+\mathrm{\α})\end{array}\right]\stackrel{\mathrm{LPE}}{\→}\left[\begin{array}{c}{i}_d^n\\ i_q^n\end{array}\right]=\left[\begin{array}{ccc}{I}^n& \cos & \mathrm{\β}\\ I^n& \sin & \mathrm{\β}\end{array}\right]\end{array}$

得到中间变量I^Pcosα，I^Psinα，Iⁿcosβ，Iⁿsinβ；

步骤2.3，把I^Pcosα，I^Psinα，Iⁿcosβ，Iⁿsinβ代入到关系式：

a₁=I^pcosα+Iⁿcosβ

b₁=I^psinα+Iⁿsinβ

$a_2=\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^P\sin \mathrm{\α}-\frac{1}{2}{I}^P\cos \mathrm{\α}-\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^n\sin \mathrm{\β}-\frac{1}{2}{I}^n\cos \mathrm{\β}$

$b_2=-\frac{1}{2}{I}^P\sin \mathrm{\α}-\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^P\cos \mathrm{\α}-\frac{1}{2}{I}^n\sin \mathrm{\β}+\frac{\sqrt{3}}{2}{I}^n\cos \mathrm{\β}$

中分别得到a₁，b₁，a₂，b₂的值；

步骤2.4，把a₁，b₁，a₂，b₂代入到关系式：

$\sin {\mathrm{\α}}_1=\frac{b_1}{\sqrt{a_1^2+b_1^2}},\cos {\mathrm{\α}}_1=\frac{a_1}{\sqrt{a_1^2+b_1^2}}$

$\sin {\mathrm{\α}}_2=\frac{b_2}{\sqrt{a_2^2+b_2^2}},\cos {\mathrm{\α}}_2=\frac{a_2}{\sqrt{a_2^2+b_2^2}}$

中得到sinα₁，cosα₁，sinα₂，cosα₂的值；

步骤2.5，把得到的sinα₁，cosα₁，sinα₂，cosα₂和值代入到关系式：

$U_d^0=\sqrt{2}{U}^0\cos \left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{{\mathrm{\ΔU}}_b^0\sin {\mathrm{\α}}_1-{\mathrm{\ΔU}}_a^0\sin {\mathrm{\α}}_2}{\sqrt{2}(\sin {\mathrm{\α}}_1\cos {\mathrm{\α}}_2-\sin {\mathrm{\α}}_2\cos {\mathrm{\α}}_1)}$

$U_q^0=\sqrt{2}{U}^0\sin \left(\mathrm{\θ}\right)=\frac{{\mathrm{\ΔU}}_a^0\cos {\mathrm{\α}}_2-{\mathrm{\ΔU}}_b^0\cos {\mathrm{\α}}_1}{\sqrt{2}(\sin {\mathrm{\α}}_1\cos {\mathrm{\α}}_2-\sin {\mathrm{\α}}_2\cos {\mathrm{\α}}_1)}$

中最终得到U⁰是零序电压；

步骤2.6，把代入到最终的零序电压指令方程式：

$u^0=\sqrt{2}{U}^0\sin (\mathrm{\ωt}+\mathrm{\θ})=\sqrt{2}{U}^0\cos \left(\mathrm{\θ}\right)\sin \mathrm{\ωt}+\sqrt{2}{U}^0\sin \left(\mathrm{\θ}\right)\cos \mathrm{\ωt}=U_d^0\sin \mathrm{\ωt}+U_q^0\cos \mathrm{\ωt}$

中得到Y型拓扑中注入的零序电压；其中sinωt、cosωt通过锁相环得到；然后通过数学式求出每个模块应分担的零序电压指令；

步骤3，每相内部各个模块间的直流母线均压控制：

步骤3.1，检测三相补偿器电流将A相H桥单元模块直流侧电压的平均值u_{a_ave}和与A相第一个单元模块直流侧电压值u_{dc_a1}送入单路减法器进行比较，其输出经过单路比例积分调节器调整，单路比例积分调节器的输出值与A相变流器输出的实际电流相乘，得到变流器A相中第一个模块交流侧微调电压指令Δu_{dc_a1}，沿用同样思路求得B、C两相的微调电压指令，最后得到串联多电平变流器每相中第一个模块交流侧指令电压微调量Δu_{dc_a1}、Δu_{dc_b1}、Δu_{dc_c1}；

步骤3.2，按照步骤3.1的流程，分别求出A相第二到第N‐1个H桥模块微调电压指令Δu_{dc_a2}，…Δu_{dc_a（N-1）}，B相第二到第N‐1个H桥模块微调电压指令Δu_{dc_b2}，…Δu_{dc_b（N-1）}和C相第一到第N‐1个H桥模块微调电压指令Δu_{dc_c2}，…Δu_{dc_c（N-1）}；

步骤3.3，串联多电平并网逆变器电流环控制系统对指令电流和输出电流进行闭环跟踪控制，得到A、B、C三相输出指令电压调制波u_a、u_b、u_c；把A相第一个H桥模块的微调指令Δu_{dc_1}，模块零序电压指令和并网逆变器A相输出指令电压u_a送入单路加法器，其输出作为A相第一个H桥模块最终PWM调制波u_a1；以此类推得到A相中剩余H桥模块最终PWM调制波u_a2，…u_aN，B相、C相中所有高压H桥模块最终PWM调制波u_ba2，…u_bN，u_c2，…u_cN；

步骤3.4，各相每个H桥模块的调制波通过三相载波移相生成各个模块的开关信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤2.6中的sinωt、cosωt通过锁相环得到。