CN113629985A - 一种chb-qab拓扑结构的子模块电容优化控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种CHB‑QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法，涉及中低压交直流固态变压器的技术领域，CHB‑QAB拓扑结构包括：全桥与电容结构、全桥结构的高频链路、全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构和三相桥臂。子模块电容优化控制方法包括对全桥与电容结构的控制和对四有源桥变换器的控制，全桥与电容结构的控制会在全桥结构处产生二倍频波动功率；四有源桥变换器的控制将直流功率传递至副边侧全桥结构并联形成的低压母线处，将波动功率传递至高频链处并在变压器原边侧耦合抵消，子模块电容仅需处理开关频次的谐波，以达到优化电容的目的。

Description

一种CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法

技术领域

本发明涉及中低压交直流固态变压器的技术领域，尤其是一种CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法。

背景技术

伴随光伏、风电等可再生能源装机总量的逐年上升，有更多的分布式能源并入电网中以满足不同种类的负载需求，因此固态变压器又叫做电力电子变压器，成为输配电系统中连接各分布式能源与负载的重要组成部分，保证了输配电的统一管理与合理利用。典型的固态变压器通常采用中高压侧级联，低压侧并联的多级子模块结构，其中基于CHB结构的固态变压器，每个基本单元都存在着模块化的直流电压源，采用全桥子模块级联的方式提升输出电压等级，在交流侧产生特定数量的电平需要最少数量的开关，其控制方法简单，具备低开关频率、布局简单、模块化程度高、冗余性好等优势，是当下中低压直流配电应用中的常用拓扑结构。CHB-QAB在运行时存在一个固有问题，即CHB结构在运行阶段中，其本质上可等效为单相变换器结构，导致在输入侧产生二倍频的波动分量，因此CHB需要依靠子模块中悬浮的大电容以满足中高压应用需求，抑制子模块中的电压纹波以稳定子模块输出电压，并为后级的DC-DC变换器提供稳定的输入电压。为了增加系统的可靠性，大电容需要采用薄膜电容，导致变换器体积增大，系统功率密度降低，增加了系统的成本。针对CHB-QAB子模块电容的优化控制方法，有学者通过硬件滤波方法即并联有源电力滤波器(APF) 的方法以抑制二倍频波动电压，但对系统整体功率密度的提升效果有限。还有学者通过改进的调制策略与谐波注入等软件滤波方法来抑制二倍频波动电压，整体上的控制策略与跟踪注入波形的难度较大，不易实现。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供一种高频链互联的CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法，消除子模块电容的二倍频纹波电压，缩小子模块电容体积，实现电容优化。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法，包括全桥与电容结构的基于dq坐标下电压电流的双闭环的载波移相控制，全桥结构与高频链路的四有源桥变换器的附加波动移相角控制，所涉及的CHB-QAB拓扑结构包括：全桥与电容结构、全桥结构的高频链路、全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构和三相桥臂。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述全桥与电容结构的基于dq坐标下电压电流的双闭环的载波移相控制的方法包括如下步骤：

2.1)三相电网电压u_a，u_b，u_c通过锁相环环节得到相位ωt，三相电网电压 u_a，u_b，u_c与ωt进行Park变换得到d轴分量u_d，q轴分量u_q，三相电网电流i_a， i_b，i_c与ωt进行Park变换得到d轴分量i_d，q轴分量i_q；

2.2)将虚拟直流母线电压的电压给定值U_MVDC ^*减去虚拟直流母线电压的实际输出值U_MVDC，经过PI调节器的输出值与输入电流在d轴的分量i_d作差，经过PI 调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量i_q与ωL相乘后的输出值实现对i_d的前馈解耦；

2.3)输入电流在q轴分量的给定值i_q ^*减去输入电流在q轴的分量的实际值 i_q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d 轴的分量i_d与ωL相乘后的输出值实现对i_q的前馈解耦；

2.4)将步骤2.2)和步骤2.3)的解耦值输入到Park反变换中得到三相电压调制分量u_xr，三相电压调制分量经过载波移相调制方法得到全桥与电容结构的驱动信号Q_HBx，u_xr中x为a、b、c。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述四有源桥变换器的附加波动移相角控制方法包括如下步骤：

3.1)将低压直流母线电压的电压给定值U_LVDC ^*减去低压直流母线电压的实际输出值U_LVDC，经过PI调节器的输出值得到直流移相角φ_DC；

3.2)全桥与电容结构中全桥结构处输出电流中的二倍频波动分量i_{2_x}，与对应的子模块电容电压U_C相乘得到全桥与电容结构中全桥结构输出的二倍频波动功率P_{2_x}，，i_{2_x}中x为a、b、c；

3.3)通过步骤3.2)中的波动功率得到对应的各相附加移相角Δφ_x(其中 x为a、b、c)的方法为

式中，Δφ_x表示x相某全桥子模块结构的波动功率产生的附加波动移相角，

P_{2_x}为x相某全桥与电容结构中的全桥结构处输出的二倍频波动功率，

f_sw为四有源桥变换器的开关频率，

L_sp为四有源桥变换器副边侧移相电感折算至原边的电感值，

n为四有源桥变换器的变压器原副边绕组比，

U_LVDC为四有源桥变换器输出侧并联形成的低压直流母线电压，

U_c为全桥与电容结构的电容电压；

3.4)将步骤3.2)得到的直流移相角φ_DC和步骤3.3)得到的各附加波动移相角Δφ_x相加得到最终的移相角调制信号φ_x，经过方波移相调制得到四有源桥变换器变压器原副边全桥结构的驱动信号Q_PHx、Q_SH，其中x为a、b、c。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述CHB-QAB拓扑结构中，全桥与电容结构中的全桥结构输出电流中的二倍频波动分量i_{2_x}，通过权利要求3所述的控制方法传递到四有源桥变换器高频链的变压器原边侧，该波动电流分量呈三相对称特性，在高频链处进行耦合抵消从而消除二倍频波动功率；i_{2_x}中x为a、 b、c。

本发明技术方案的进一步改进在于：所述全桥与电容结构中的全桥结构的输出电流i_{HBx_i}包含直流分量i_{dc_x}与二倍频的交流分量i_{2_x}；在传统控制策略下, 二倍频的交流分量i_{2_x}由子模块大电容C吸收，仅有直流分量i_{dc_x}传递到后级四有源桥变换器的全桥结构处；在权利要求3所述的附加波动移相控制下，二倍频的交流分量i_{2_x}与直流分量i_{dc_x}均通过控制方法传递至后级四有源桥变换器的全桥结构处；i_{2_x}中x为a、b、c。

由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：

本发明消除子模块电容的二倍频纹波电压，缩小子模块电容体积，实现电容优化。所述CHB-QAB拓扑结构中，全桥与电容结构中的全桥结构输出电流中的二倍频波动分量i_{2_x}，i_{2_x}中x为a、b、c，通过四有源桥变换器的附加波动移相角控制方法传递到四有源桥变换器高频链的变压器原边侧，该波动电流分量呈三相对称特性，在高频链处进行耦合抵消从而消除二倍频波动功率，进而减弱了全桥与电容结构中对大容值电容的需求，实现对CHB-QAB变换器的子模块电容优化。

所述全桥与电容结构中的全桥结构的输出电流i_{HBx_i}包含直流分量i_{dc_x}与二倍频的交流分量i_{2_x}。在传统控制策略下,二倍频的交流分量i_{2_x}由子模块大电容 C吸收，仅有直流分量i_{dc_x}传递到后级四有源桥变换器的全桥结构处；四有源桥变换器的附加波动移相角控制方法的附加波动移相控制下，二倍频的交流分量 i_{2_x}与直流分量i_{dc_x}均通过控制方法传递至后级四有源桥变换器的全桥结构处，子模块电容C仅需处理开关频率的谐波，因此容值较小。

该CHB-QAB系统控制简单，CHB级只需采用传统的载波移相控制完成基本的 AC/DC变换，不需要改进或混合复杂的纹波消除策略，软件控制相对简单。

本发明使CHB-QAB系统具备较高的功率密度，通过后级QAB的附加波动移相角控制方法，将CHB输出电流中的二倍频波动分量传递至高频链处，利用二倍频波动电流的三相对称性相互耦合抵消，很大程度的减小了子模块电容的尺寸，使系统具备较高的功率密度。

本发明不影响系统的稳态运行，且子模块电容的尺寸大幅减小，这意味着系统中存储的能量降低，有利于提升系统的动态响应能力。同时当子模块出现短路故障时，因放电引起的小容值电容的电流上升速率减缓，降低了故障危害。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本发明一种CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法应用于的 CHB-QAB拓扑结构电气原理图；

图2是本发明一种基于CHB-QAB的子模块电容优化控制方法中所述全桥与电容结构的载波移相控制方法原理图；

图3是本发明一种基于CHB-QAB的子模块电容优化控制方法中所述四有源桥变换器的附加波动移相角控制方法原理图；

图4是本发明一种基于CHB-QAB的子模块电容优化控制方法中所述四有源桥变换器的附加波动移相角控制下调制原理图；

图5是本发明常规CHB-QAB拓扑结构三相全桥与电容结构中的全桥结构的输出电流中的二倍频波动分量示意图；

图6是本发明一种基于CHB-QAB的子模块电容优化控制方法加入前，常规控制方法下子模块电流路径；

图7是本发明一种基于CHB-QAB的子模块电容优化控制方法加入后子模块电流路径；

其中，CHB为级联H桥变换器；HBx_i为x相(x为a、b、c)第i个(i＝1～ N)全桥模块；N为子模块数量；S_{HB_1}、S_{HB_2}、S_{HB_3}、S_{HB_4}分别为全桥模块的第一、第二、第三、第四功率开关管；QAB为四有源桥变换器；PHx_i为QAB高频链路变压器原边x相的全桥结构；SH_i为QAB高频链路变压器副边的全桥结构；S_{ix_1}、 S_{ix_2}、S_{ix_3}、S_{ix_4}分别为第i个QAB高频链路变压器原边侧x相的第一、第二、第三、第四功率开关管；S_{i_5}、S_{i_6}、S_{i_7}、S_{i_8}分别为第i个QAB高频链路变压器副边侧的第五、第六、第七、第八功率开关管；L_{PHx_i}为第i个QAB高频链路变压器原边侧x相的移相电感；L_{SH_i}为第i个QAB高频链路变压器副边侧的移相电感； MVAC为中压交流母线、LVDC为四有源桥变换器输出侧并联形成的低压直流母线； u_a、u_b、u_c为三相交流输入电压，i_a、i_b、i_c为三相交流输入电流；L_a、L_b、L_c为桥臂电感；u_{x_i}为x相级联的第i个全桥结构两端的输入电压；C为电容；u_{c_xi}为x相第i个电容结构两端的电压；P_o为LVDC侧输出的直流功率；U_MVDC ^*为虚拟直流母线电压的电压给定值；U_MVDC为虚拟直流母线电压的实际输出值；ωt为锁相环(PLL)输出相位；u_d、u_q分别为三相输入电压进行Park变换后的d轴分量与q轴分量；i_d、i_q分别为三相输入电流进行Park变换后的d轴分量与q轴分量；i_q ^*为输入电流在q轴分量的给定值；L为滤波电感；u_ar、u_br、u_cr为三相电压调制信号分量；CPS-SPWM为载波移相调制；Q_HB为级联的全桥模块的驱动信号； U_MVDC ^*为虚拟直流母线电压的电压给定值；U_MVDC为虚拟直流母线电压的实际输出值； U_LVDC ^*为低压直流母线电压的电压给定值；U_LVDC为低压直流母线电压的实际输出值；φ_DC为直流移相角；Δφ_x为x相某全桥与电容结构中的全桥结构处输出的二倍频波动功率产生的附加波动移相角；φ_x为x相的最终移相调制信号；i_{2_x}为x相某全桥与电容结构中的全桥结构的输出电流中的二倍频波动分量；U_C为全桥与电容结构的电容电压；P_{2_x}为x相某全桥与电容结构中的全桥结构处输出的二倍频波动功率；f_sw为四有源桥变换器的开关频率；L_sp为四有源桥变换器副边侧移相电感折算至原边的电感值；n为四有源桥变换器的变压器原副边绕组比；Q_PHx、 Q_SH为四有源桥变换器变压器原副边全桥结构的驱动信号；i_PHx为QAB高频链原边调制电流；i_{HBx_i}为x相某全桥与电容结构中的全桥结构的输出电流；i_{dc_x}为x相某全桥与电容结构中的全桥结构的输出电流中的直流分量；i_HF为高频开关电流。

具体实施方式

下面将通过具体实施方式对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，一种CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法应用于的 CHB-QAB拓扑结构，包括：全桥与电容结构、全桥结构的高频链路、全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构和三相桥臂。

如图2所示，全桥与电容结构的载波移相控制方法，包括如下步骤：

2.1)三相电网电压u_a，u_b，u_c通过锁相环(PLL)环节得到相位ωt，三相电网电压u_a，u_b，u_c与ωt进行Park变换得到d轴分量u_d，q轴分量u_q，三相电网电流i_a，i_b，i_c与ωt进行Park变换得到d轴分量i_d，q轴分量i_q。

2.2)将虚拟直流母线电压的电压给定值U_MVDC ^*减去虚拟直流母线电压的实际输出值U_MVDC，经过PI调节器的输出值与输入电流在d轴的分量i_d作差，经过PI 调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量i_q与ωL相乘后的输出值实现对i_d的前馈解耦；

2.3)输入电流在q轴分量的给定值i_q ^*减去输入电流在q轴的分量的实际值 i_q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d 轴的分量i_d与ωL相乘后的输出值实现对i_q的前馈解耦；

2.4)将步骤2.2)和步骤2.3)的解耦值输入到Park反变换中得到三相电压调制分量u_xr(其中x为a、b、c)，三相电压调制分量经过载波移相调制方法得到全桥与电容结构的驱动信号Q_HBx。

如图3所示，所述四有源桥变换器的附加波动移相角控制方法，包括如下步骤：

3.1)将低压直流母线电压的电压给定值U_LVDC ^*减去低压直流母线电压的实际输出值U_LVDC，经过PI调节器的输出值得到直流移相角φ_DC。

3.2)全桥与电容结构中全桥结构处输出电流中的二倍频波动分量i_{2_x}(其中x为a、b、c)，与对应的子模块电容电压U_C相乘得到全桥与电容结构中全桥结构输出的二倍频波动功率P_{2_x}。

3.3)通过步骤3.2)中的波动功率得到对应的各相附加移相角Δφ_x(其中 x为a、b、c)的方法为

式中，Δφ_x表示x相某全桥子模块结构的波动功率产生的附加波动移相角；

P_{2_x}为x相某全桥与电容结构中的全桥结构处输出的二倍频波动功率；

f_sw为四有源桥变换器的开关频率；

L_sp为四有源桥变换器副边侧移相电感折算至原边的电感值；

n为四有源桥变换器的变压器原副边绕组比；

U_LVDC为四有源桥变换器输出侧并联形成的低压直流母线电压；

U_c为全桥与电容结构的电容电压。

3.4)将步骤3.2)得到的直流移相角φ_DC和步骤3.3)得到的各附加波动移相角Δφ_x相加得到最终的移相角调制信号φ_x，经过方波移相调制得到四有源桥变换器变压器原副边全桥结构的驱动信号Q_PHx、Q_SH(其中x为a、b、c)。

如图4所示，所述四有源桥变换器的变压器原副边侧控制信号均为50％占空比的方波信号，以副边侧控制信号为基准，即φ_SH＝0，通过附加移相角控制策略分别得到原边侧三相全桥结构的控制信号，移相角分别为φ_PHa、φ_PHb、φ_PHc。

如图5所示，CHB-QAB拓扑结构中，全桥与电容结构中的全桥结构输出电流中的二倍频波动分量i_{2_x}(其中x为a、b、c)通过权利要求3所述的控制方法传递到四有源桥变换器高频链的变压器原边侧，该波动电流分量呈三相对称特性，在高频链处进行耦合抵消从而消除二倍频波动功率，进而减弱了全桥与电容结构中对大容值电容的需求，实现对CHB-QAB变换器的子模块电容优化。

如图6、图7所示，全桥与电容结构中的全桥结构的输出电流i_{HBx_i}包含直流分量i_{dc_x}与二倍频的交流分量i_{2_x}。在传统控制策略下,二倍频的交流分量i_{2_x}由子模块大电容C吸收，仅有直流分量i_{dc_x}传递到后级四有源桥变换器的全桥结构处；在权利要求3所述的附加波动移相控制下，二倍频的交流分量i_{2_x}与直流分量i_{dc_x}均通过控制方法传递至后级四有源桥变换器的全桥结构处，子模块电容C 仅需处理开关频率的谐波，因此容值较小。

本发明的子模块电容优化控制方法基于CHB-QAB拓扑结构，该控制方法包括对CHB级的载波移相控制和对QAB级的附加移相角控制。CHB级的载波移相控制方式较为简单，容易实现；QAB级的附加移相角控制中的直流移相角传递低压直流母线侧负载需要的直流功率，附加移相角将CHB输出电流中的二倍频波动分量传递至高频链处，利用二倍频波动电流的三相对称性在QAB变压器的三相原边侧相互耦合抵消，大大减少了需要电容结构处理的波动电压，进而达到优化电容的目的。

以上所述的实施例仅仅是对本发明的优选实施方式进行描述，并非对本发明的范围进行限定，在不脱离本发明设计精神的前提下，本领域普通技术人员对本发明的技术方案做出的各种变形和改进，均应落入本发明装置权利要求书确定的保护范围内。

Claims (5)

1.一种CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法，其特征在于：包括全桥与电容结构的基于dq坐标下电压电流的双闭环的载波移相控制，全桥结构与高频链路的四有源桥变换器的附加波动移相角控制，所涉及的CHB-QAB拓扑结构包括：全桥与电容结构、全桥结构的高频链路、全桥结构与高频链路的四有源桥变换器结构和三相桥臂。

2.根据权利要求1所述的一种CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法，其特征在于：所述全桥与电容结构的基于dq坐标下电压电流的双闭环的载波移相控制的方法包括如下步骤：

2.1)三相电网电压u_a，u_b，u_c通过锁相环环节得到相位ωt，三相电网电压u_a，u_b，u_c与ωt进行Park变换得到d轴分量u_d，q轴分量u_q，三相电网电流i_a，i_b，i_c与ωt进行Park变换得到d轴分量i_d，q轴分量i_q；

2.2)将虚拟直流母线电压的电压给定值U_MVDC ^*减去虚拟直流母线电压的实际输出值U_MVDC，经过PI调节器的输出值与输入电流在d轴的分量i_d作差，经过PI调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量i_q与ωL相乘后的输出值实现对i_d的前馈解耦；

2.3)输入电流在q轴分量的给定值i_q ^*减去输入电流在q轴的分量的实际值i_q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量i_d与ωL相乘后的输出值实现对i_q的前馈解耦；

2.4)将步骤2.2)和步骤2.3)的解耦值输入到Park反变换中得到三相电压调制分量u_xr，三相电压调制分量经过载波移相调制方法得到全桥与电容结构的驱动信号Q_HBx，u_xr中x为a、b、c。

3.根据权利要求1所述的一种CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法，其特征在于：所述四有源桥变换器的附加波动移相角控制方法包括如下步骤：

3.1)将低压直流母线电压的电压给定值U_LVDC ^*减去低压直流母线电压的实际输出值U_LVDC，经过PI调节器的输出值得到直流移相角φ_DC；

3.2)全桥与电容结构中全桥结构处输出电流中的二倍频波动分量i_{2_x}，与对应的子模块电容电压U_C相乘得到全桥与电容结构中全桥结构输出的二倍频波动功率P_{2_x}，，i_{2_x}中x为a、b、c；

3.3)通过步骤3.2)中的波动功率得到对应的各相附加移相角Δφ_x(其中x为a、b、c)的方法为

式中，Δφ_x表示x相某全桥子模块结构的波动功率产生的附加波动移相角，

P_{2_x}为x相某全桥与电容结构中的全桥结构处输出的二倍频波动功率，

f_sw为四有源桥变换器的开关频率，

L_sp为四有源桥变换器副边侧移相电感折算至原边的电感值，

n为四有源桥变换器的变压器原副边绕组比，

U_LVDC为四有源桥变换器输出侧并联形成的低压直流母线电压，

U_c为全桥与电容结构的电容电压；

3.4)将步骤3.2)得到的直流移相角φ_DC和步骤3.3)得到的各附加波动移相角Δφ_x相加得到最终的移相角调制信号φ_x，经过方波移相调制得到四有源桥变换器变压器原副边全桥结构的驱动信号Q_PHx、Q_SH，其中x为a、b、c。

4.根据权利要求3所述的一种CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法，其特征在于：所述CHB-QAB拓扑结构中，全桥与电容结构中的全桥结构输出电流中的二倍频波动分量i_{2_x}，通过权利要求3所述的控制方法传递到四有源桥变换器高频链的变压器原边侧，该波动电流分量呈三相对称特性，在高频链处进行耦合抵消从而消除二倍频波动功率；i_{2_x}中x为a、b、c。

5.根据权利要求3所述的一种CHB-QAB拓扑结构的子模块电容优化控制方法，其特征在于：所述全桥与电容结构中的全桥结构的输出电流i_{HBx_i}包含直流分量i_{dc_x}与二倍频的交流分量i_{2_x}；在传统控制策略下,二倍频的交流分量i_{2_x}由子模块大电容C吸收，仅有直流分量i_{dc_x}传递到后级四有源桥变换器的全桥结构处；在权利要求3所述的附加波动移相控制下，二倍频的交流分量i_{2_x}与直流分量i_{dc_x}均通过控制方法传递至后级四有源桥变换器的全桥结构处；i_{2_x}中x为a、b、c。

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