CN113037117B - 一种基于四有源桥的mmc-sst拓扑及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于四有源桥的MMC‑SST拓扑及控制方法，包括模块化多电平变换器结构、半桥与电容结构、全桥结构、隔离型四绕组高频变压器、三相桥臂和公共母线，所述全桥结构和半桥与电容结构组成隔离子模块，所述隔离型四绕组高频变压器作为高频链路将横向三个隔离子模块互联在原边侧，隔离型四绕组变压器的副边侧通过全桥结构形成低压直流母线，所述三相桥臂中每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个隔离子模块和上桥臂电感，每相下桥臂均包括n个隔离子模块和下桥臂电感。本发明消除隔离子模块电容电压纹波与桥臂中的2倍频循环电流，减小电容需求，实现横向子模块间的电压均衡。

Description

一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑及控制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变压器领域，尤其是一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑及控制方法。

背景技术

伴随着具备直流功率特性的分布式可再生能源和储能系统的融入，以及包括LED照明电源，充电桩，数据中心等直流负载比重的增加，传统的交流配电网络面临着严峻的挑战，直流配电由于其具备更少的变换级数，更低的传输损耗以及较易接入分布式能源与储能系统的特点，使其成为未来配电系统的优选方案。为适应多电压等级的直流电源与负荷的接入，具备中压与低压双直流母线的配电网络成为一种典型的直流配电结构，其中连接中低压AC/DC网络的电力电子变压器是直流配电网络中的关键装置。

基于MMC结构的SST，在智能电网、交直流混合配电网中发挥着重要的电能变换与控制作用，可实现不同电压等级的交、直流电网之间的互相调配，提高了交直流电网的柔性调控能力与可靠性。基于MMC直流母线与DAB变换器级联组成的SST拓扑已得到了一些学者的研究。为了减小DAB单元功率容量与中压直流侧电容数量，以及简化SST系统的均衡控制方法，有学者对基于DAB与MMC子模块级联的SST(DM²C-SST)拓扑及其适用性进行分析与探讨。有的学者详细分析了DM²C-SST拓扑子模块单元结构的设计，功率传输的运行限制及其控制方法，提出了一种通过选择子模块电压直流与交流分量的配比实现功率传输控制的策略。有的学者讨论了DM²C-SST拓扑中DAB高频变压器设计过程中面临的挑战与解决方案，同时证明了DM²C-SST在开关频率宽范围变化时具备良好的运行特性。但DM²C-SST使用组件多，成本较高，不利于推广应用。此外，MMC结构的子模块电容电压波动是基于MMC的SST中的固有问题，这通常需要大尺寸电容进行电压波动抑制，限制系统功率密度的提升。系统的功率密度在实际应用中是十分重要的考量标准。

目前对于解决MMC结构子模块电容电压波动的策略，有学者提出在交流侧注入共模电压、在相单元注入环流抑制电压波动的方案，但存在桥臂电流增大、直流输出波形质量差等问题。有的学者提出一种通过飞跨电容连接上、下桥臂的方案，可以实现上、下桥臂之间的功率平衡，可以显著降低电容的电压纹波。有的学者采用上、下桥臂波动功率耦合方案，利用两桥臂之间波动功率基频分量相位相反的特性实现相互抵消，大幅降低了SM电容的尺寸。以上抑制电压波动的方式通常需要闭环控制，增加了控制系统的复杂性。

发明内容

本发明需要解决的技术问题是提供一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑及控制方法，消除子模块电容电压纹波与桥臂中的2倍频循环电流，减小电容需求，实现横向子模块间的电压均衡。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：

一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑，包括模块化多电平变换器结构、半桥与电容结构、全桥结构、隔离型四绕组高频变压器、三相桥臂和公共母线，所述全桥结构和半桥与电容结构组成隔离子模块，所述隔离型四绕组高频变压器与全桥结构作为高频链路将横向三个子模块互联在原边侧，原边侧变比为1：1：1；隔离型四绕组变压器的副边侧通过全桥结构形成低压直流母线，所述横向三个隔离子模块与隔离型四绕组高频变压器及全桥结构共同过组成新型组合模块单元；所述三相桥臂中每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个隔离子模块和上桥臂电感L_g1、L_g3、L_g5，每相下桥臂均包括n个隔离子模块和下桥臂电感L_g2、L_g4、L_g6。

进一步的，所述隔离子模块包括第一功率开关管Q₁、第二功率开关管Q₂、第一电容C_C、第三功率开关管Q₃、第四功率开关管Q₄、第五功率开关管Q₅、第六功率开关管Q₆，所述四绕组高频变压器T₁包括第一绕组N₁、第二绕组N₂、第三绕组N₃、第四绕组N₄；所述第一功率开关管Q₁的集电极与第三功率开关管Q₃的集电极及第五功率开关管Q₅的集电极相连；所述第二功率开关管Q₂的发射极与第四功率开关管Q₄的发射极及第六功率开关管Q₆的发射极相连；所述第一功率开关管Q₁的发射极与第二功率开关管Q₂的集电极相连；所述第三功率开关管Q₃的发射极与第四功率开关管Q₄的集电极相连；所述第五功率开关管Q₅的发射极与第六功率开关管Q₆的集电极相连；所述第一电容C_i的一端与第一功率开关管Q₁的集电极连接，所述第一电容C_C的另一端与第二功率开关管Q₂的发射极连接；所述第一绕组N₁的同名端连接到横向同一位置三个隔离子模块中A相的隔离子模块第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点，所述第一绕组N₁的异名端连接到该隔离子模块第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第二绕组N₂的同名端连接到横向同一位置三个隔离子模块中B相的隔离子模块第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点，所述第二绕组N₂的异名端连接到该隔离子模块第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第三绕组N₃的同名端连接到横向同一位置三个隔离子模块中C相的隔离子模块第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点，所述第三绕组N₃的异名端连接到该隔离子模块第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第四绕组N₄的同名端与全桥结构中第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点连接，所述第四绕组N₄的异名端连接到第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第一、第二、第三绕组位于隔离型四绕组高频变压器的原边侧，第四绕组位于副边侧。

进一步的，所述每相上桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q₁与第二功率开关管Q₂组成的中点与中压直流母线的正极相连；所述第二功率开关管Q₂的发射极与下一隔离子模块的第一功率开关管Q₁的发射极相连；所述上桥臂电感L_g1、L_g3、L_g5的一端与每相上桥臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q₂的发射极连接，三相上桥臂电感L_g1、L_g3、L_g5的另一端分别连接中压交流母线的a相、b相、c相；三相下桥臂电感L_g2、L_g4、L_g6的一端分别与中压交流母线的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感L_g2、L_g4、L_g6的另一端与每相下半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q₁的发射极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第二功率开关管Q₂的发射极与下一隔离子模块的第一功率开关管Q₁的发射极相连；下半桥臂最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q₂的发射极与中压直流母线的负极相连；所有与第四绕组连接的全桥并联第二电容C_O结构的输出端级联形成低压直流母线。

进一步的，所述模块化多电平变换器结构的子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频、2倍频分量，在三端口MMC-SST拓扑上、下桥臂纵向隔离子模块之间，波动电流中基频分量i_f1-ua、i_f1-ub、i_f1-uc与i_f1-da、i_f1-db、i_f1-dc相位相反，2倍频分量i_f2-ua、i_f2-ub、i_f2-uc与i_f2-da、i_f2-db、i_f2-dc相位相同，在横向隔离子模块之间，基频分量呈三相正序，2倍频分量呈三相负序，具有三相对称特性。

进一步的，对四有源桥结构建立等效模型，隔离型高频变压器原边侧三个绕组端口电压分别等效为电压源u_aa'、u_bb'、u_cc',变压器绕组漏感分别为L_pa、L_pb、L_pc；副边侧变压器绕组漏感为L_s，电压等效为u_ss'；由于波动功率具备三相对称性，能够在变压器原边侧实现相互抵消，同时桥臂中2倍频循环电流可实现完全消除。

一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑的控制方法，采用包括MMC级半桥与电容结构的AC/DC转换控制和高频隔离级的混合同步与移相控制，所述半桥与电容结构控制采用abc坐标下独立电压电流的双闭环控制，所述双闭环控制包括输出直流电压外环控制和交流侧电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制技术调制策略，所述混合移相控制是在四绕组变压器的原边侧三个全桥结构采用给定占空比的同步开环PWM调制，原边侧与副边侧之间采用移相控制。

进一步的，所述MMC级的AC/DC转换控制的具体步骤如下：

1)将直流侧输出电压给定值U^* _MVDC减去实际电压输出值U_MVDC，经过PI调节器的输出值与输入电流在d轴的分量i_d作差，经过PI调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量i_q与ωL相乘后的输出值实现对i_d的前馈解耦；

2)输出电流在q轴分量的给定值i_q ^*减去实际输入电流在q轴的分量i_q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量i_d与ωL相乘后的输出值实现对i_q的前馈解耦；

3)将步骤1)和步骤2)的解耦值经dq/abc变换得到三相调制波e_a ^*、e_b ^*、e_c ^*，三相调制波经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号Q_sm。

进一步的，所述第三功率开关管Q₃和第四功率开关管Q₄驱动信号Q_HFL互补，第四功率开关管Q₄和第五功率开关管Q₅驱动信号相同，第三功率开关管Q₃和第六功率开关管Q₆驱动信号相同，原边侧三个绕组所连接的隔离子模块中全桥结构驱动同步，均为频率为f、占空比D固定为50％的驱动信号。所述隔离型四绕组高频变压器与全桥结构组成的高频链路原边侧控制均为频率与占空比固定的开环PWM调制。

进一步的，所述隔离型四绕组高频变压器的原边侧与副边侧之间的控制采用移相控制，副边侧的驱动信号滞后于原边侧的角度为移相角

将低压直流母线电压给定值U^* _LVDC减去低压直流母线电压实际值U_LVDC，经PI调节器得到移相角

经过限幅控制得到控制信号，经混合同步与移相控制的PWM调制，得到第四绕组连接的全桥结构的驱动信号。

由于采用了上述技术方案，本发明取得的技术进步是：

1、本发明SST系统控制简单，MMC级只需要完成基本AC/DC变换的电压电流双闭环控制，不需要设计桥臂2倍频环流抑制策略，高频隔离级原边侧采用最简单的开环控制模式，原副边之间采用移相控制，既可控制输出功率电压等级又可节省系统检测与控制资源；

2、本发明SST系统具备较高的功率密度，实现子模块电容电压波动功率的自然消除，电容只需要吸收工作过程中的开关频率次电压谐波，极大地降低了I子模块中电容的体积提高系统功率密度；

3、本发明SST系统具备较低的损耗，电压波动消除的同时桥臂中2倍频循环电流也被消除，降低了由此带来的开关器件的开关损耗与通态损耗，对开关器件电流应力要求降低，有利于系统的进一步优化设计；

4、本发明SST系统具有较高动态响应能力，由于不需复杂的检测计算过程，系统中电容减小使系统储能减小，提升了系统的响应速度，同时降低了由于子模块短路引起的电容放电致使故障电流上升的危害。

5.本发明SST系统提出一种将横向三个子模块通过由全桥-变压器-全桥组成的高频链互联的新型组合式模块单元，提高系统参数的一致性，有利于系统的模块化设计，为实际工程应用提供新思路。

附图说明

图1是本发明一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑结构的电气原理图；

图2是本发明一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑结构的隔离子模块单元电气原理图；

图3是本发明一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑结构的新型组合式模块单元电气原理图；

图4是常规三相MMC拓扑结构的子模块基频频电流纹波分量示意图；

图5是本发明常规三相MMC拓扑结构的子模块2倍频频电流纹波分量示意图；

图6是本发明一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑结构的四有源桥高频链路等效模型；

图7是本发明一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑结构的四有源桥高频链路工作原理图；

图8是本发明一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑结构控制方法原理图；

图中，MVAC为中压交流母线、MVDC为中压直流母线、U_MVDC为高压直流母线电压、LVDC为低压直流母线、U_LVDC为低压直流母线电压；I-SM为隔离子模块；Q₁、Q₂、Q₃、Q₄、Q₅、Q₆分别是隔离子模块的第一、第二、第三、第四、第五、第六功率开关管；C_C为第一电容,C_O为第二电容；L_s为第一电感,T_i为隔离型高频四绕组变压器、N₁为高频四绕组变压器的第一绕组、N₂为高频四绕组变压器的第二绕组、N₃为高频四绕组变压器的第三绕组、N₄为高频四绕组变压器的第四绕组；L_g1、L_g3、L_g5为上桥臂电感、L_g2、L_g4、L_g6为下桥臂电感；i_f1-ua、i_f1-ub、i_f1-uc分别为a、b、c相上桥臂基频分量、i_f1-da、i_f1-db、i_f1-dc分别为a、b、c相下桥臂基频分量、i_f2-ua、i_f2-ub、i_f2-uc分别为a、b、c相上桥臂2倍频分量、i_f2-da、i_f2-db、i_f2-dc分别为a、b、c相下桥臂2倍频分量；L_Pa、L_Pb、L_Pc分别为变压器原边侧第一、第二、第三绕组漏感；i_La、i_Lb、i_Lc分别为变压器原边侧流入变压器第一、第二、第三绕组的电流；u_aa'、u_bb'、u_cc'分别为原边侧第一、第二、第三绕组端口电压；L_s为副边侧变压器绕组漏感，u_ss'为副边侧第四绕组端口电压；i_Lc为副边侧流经第四绕组的电流；u_ca、u_cb、u_cc分别为a、b、c相子模块电容电压；u_lvdc为低压直流母线电压；

为移相角；U^* _MVDC为中压直流输出电压的参考值；U^* _LVDC为低压直流母线输出电压参考值；u_a、u_b、u_c分别为三相交流输入电压的各相电压；i_a、i_b、i_c分别为三相交流输入电流的各相电流；ωt为锁相环输出相位；u_d、u_q分别为三相输入电压进行abc/dq变换后的d轴分量与q轴分量；i_d、i_q分别为三相输入电流进行dq变换后的d轴分量与q轴分量；i_d ^*为输入电流在d轴的参考值、i_q ^*为输入电流在q轴的参考值；L为滤波电感；e_a ^*、e_b ^*、e_c ^*分别为进行dq/abc变换后输出三相调制信号；Q_sm为MMC子模块的驱动信号；f为开关频率；D为开环占空比；Q_FB为变压器原边侧全桥结构的驱动信号；Q_HFL为变压器副边侧全桥结构的驱动信号；QAB为四有源桥。

具体实施方式

下面结合实施例对本发明做进一步详细说明：

如图1、图2、图3、图4、图5、图6、图7、图8所示，一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑及控制方法。如图1所示，一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑，所述每相上桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q₁与第二功率开关管Q₂组成的中点与中压直流母线(MVDC)的正极相连；所述第二功率开关管Q₂的发射极与下一隔离子模块的第一功率开关管Q₁的发射极相连；所述上桥臂电感L_g1、L_g3、L_g5的一端与每相上桥臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q₂的发射极连接，三相上桥臂电感L_g1、L_g3、L_g5的另一端分别连接中压交流母线(MVAC)的a相、b相、c相；三相下桥臂电感L_g2、L_g4、L_g6的一端分别与MVAC的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感L_g2、L_g4、L_g6的另一端与每相下半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q1的发射极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第二功率开关管Q₂的发射极与下一隔离子模块的第一功率开关管Q₁的发射极相连；下半桥臂最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q₂的发射极与MVDC的负极相连；所有与第四绕组连接的全桥结构输出端级联形成低压直流母线(LVDC)。

如图3所示，所述隔离子模块包括第一功率开关管Q₁、第二功率开关管Q₂、第一电容C_C、第三功率开关管Q₃、第四功率开关管Q₄、第五功率开关管Q₅、第六功率开关管Q₆；所述第一功率开关管Q₁的集电极与第三功率开关管Q₃的集电极及第五功率开关管Q₅的集电极相连；所述第二功率开关管Q₂的发射极与第四功率开关管Q₄的发射极及第六功率开关管Q₆的发射极相连；所述第一功率开关管Q₁的发射极与第二功率开关管Q₂的集电极相连；所述第三功率开关管Q₃的发射极与第四功率开关管Q₄的集电极相连；所述第五功率开关管Q₅的发射极与第六功率开关管Q₆的集电极相连；所述第一电容C_C的一端与第一功率开关管Q₁的集电极连接，所述第一电容C_C的另一端与第二功率开关管Q₂的发射极连接。

如图3所示，新型组合式模块单元包括横向三个隔离子模块、第二电容C₀，第一电感L_s,所述四绕组高频变压器T_i包括第一绕组N₁、第二绕组N₂、第三绕组N₃、第四绕组N₄。所述第一绕组N₁的同名端连接到横向同一位置三个隔离子模块中A相的隔离子模块第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点，所述第一绕组N₁的异名端连接到该隔离子模块第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第二绕组N₂的同名端连接到横向同一位置三个隔离子模块中B相的隔离子模块第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点，所述第二绕组N₂的异名端连接到该隔离子模块第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第三绕组N₃的同名端连接到横向同一位置三个隔离子模块中C相的隔离子模块第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点，所述第三绕组N₃的异名端连接到该隔离子模块第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第四绕组N₄的同名端与全桥结构中第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点连接，所述第四绕组N₄的异名端连接到第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第一、第二、第三绕组位于隔离型四绕组高频变压器的原边侧，第四绕组位于副边侧。

如图4所示，MMC结构子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频与2倍频分量，在三端口MMC-SST拓扑上、下桥臂纵向子模块之间，波动电流中基频分量i_f1-ua、i_f1-ub、i_f1-uc与i_f1-da、i_f1-db、i_f1-dc相位相反，在横向I-SM之间，波动电流中基频分量相位是三相正序的，均呈三相对称特性。

如图5所示，在三端口SST上、下桥臂纵向SMs之间，波动电流中2倍频分量i_f2-ua、i_f2-ub、i_f2-uc与i_f2-da、i_f2-db、i_f2-dc相位相同。在横向SMs之间，波动电2倍频波动电流呈三相负序，具有三相对称特性，因此本发明在横向三个子模块之间设计了一条能量自由流动的功率通道，提出了一种利用波动功率的三相对称性实现2倍频相互抵消的方案。

如6所示，对四有源桥结构建立等效模型，隔离型高频变压器原边侧子模块电压分别等效为电压源u_aa'、u_bb'、u_cc',变压器绕组漏感分别为L_pa、L_pb、L_pc；副边侧变压器绕组漏感为L_s，电压等效为u_ss'。由于波动功率具备三相对称性，能够在变压器原边侧实现相互抵消，同时桥臂中2倍频循环电流可实现完全消除。

如图7所示，第三功率开关管Q₃和第四功率开关管Q₄驱动信号Q_HFL互补，第四功率开关管Q₄和第五功率开关管Q₅驱动信号相同，第三功率开关管Q₃和第六功率开关管Q₆驱动信号相同，原边侧三个绕组所连接的隔离子模块中全桥结构驱动同步，均为频率为f、占空比D固定为50％的驱动信号。所述隔离型四绕组高频变压器与全桥结构组成的高频链路原边侧控制均为频率与占空比固定的开环PWM调制。副边侧的驱动信号滞后于原边侧的角度为移相角

将低压直流母线电压给定值U^* _LVDC减去低压直流母线电压实际值U_LVDC，经PI调节器得到移相角

经过限幅控制得到控制信号，经混合同步与移相控制的PWM调制，得到第四绕组连接的全桥结构的驱动信号。

如图8所示，所述的基于四有源桥的三端口MMC-SST拓扑的控制方法分为控制方法分为MMC级的AC/DC转换控制和高频隔离级的混合同步与移相控制，其中AC/DC转换控制为abc坐标下独立电压电流的双闭环控制，包括输出直流电压外环控制和交流侧电流内环控制，电压外环控制保证中高压直流侧电压稳定，电流内环实现单位功率因数，调制方式为载波移相脉宽调制技术(CPS-SPWM)调制策略，具体控制环路：首先将输出电压给定值U^* _MVDC减去实际电压输出值U_MVDC，经过PI调节器的输出值与输入电流在d轴的分量i_d作差，经过PI调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量i_q与ωL相乘后的输出值实现对i_d的前馈解耦，输出电流在q轴分量的给定值i_q ^*减去实际输入电流在q轴的分量i_q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量i_d与ωL相乘后的输出值实现对i_q的前馈解耦，将以上两步的解耦值输入到dq/abc变换中得到三相调制分量e_a ^*、e_b ^*、e_c ^*，三相调制波分量经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号Q_sm，高频隔离级原边侧采用开环的PWM控制，原边侧与副边侧之间采用移相控制，其控制方法已在上述说明中图6、7进行了解释，这里不再赘述，相比与传统的MMC拓扑结构，本发明所述的拓扑结构不需要设计桥臂2倍频环流抑制策略。

本发明横向三个子模块互联形成变压器原边侧，各变压器副边侧互联形成低压直流母线。本发明隔离子模块结构不同，得到了进一步简化。本发明可主动传输功率的大小和方向，也更有利于集成设计。

本发明基于四有源桥的三端口MMC-SST拓扑结构通过在常规MMC基础上，使用全桥结构与传统半桥与电容结构级联在一起，形成新的隔离子模块(I-SM)。横向三个隔离子模块经四绕组高频隔离变压器一次侧互联在一起。所有变压器原边侧的全桥部分结构与控制完全相同，为I-SM波动功率与不平衡功率的自由传递提供通道，利用波动功率的三相对称性实现相互抵消。横向三个隔离子模块的电容可以等效为直接互联在一起，相互钳位。所有四绕组高频隔离变压器的副边侧通过全桥结构级联在一起，形成低压直流母线。

Claims (4)

1.一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑，其特征在于：包括模块化多电平变换器结构、半桥与电容结构、全桥结构、隔离型四绕组高频变压器、三相桥臂和公共母线，所述全桥结构和半桥与电容结构组成隔离子模块，所述隔离型四绕组高频变压器与全桥结构作为高频链路将横向三个子模块互联在原边侧，原边侧变比为1：1：1；隔离型四绕组变压器的副边侧通过全桥结构形成低压直流母线，所述横向三个隔离子模块与隔离型四绕组高频变压器及副边侧全桥结构共同过组成新型组合模块单元；所述三相桥臂中每相桥臂均分为上桥臂和下桥臂，每相上桥臂均包括n个隔离子模块和上桥臂电感L_g1、L_g3、L_g5，每相下桥臂均包括n个隔离子模块和下桥臂电感L_g2、L_g4、L_g6；

一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑的控制方法，采用包括MMC级半桥与电容结构的AC/DC转换控制和高频隔离级的混合同步与移相控制，所述半桥与电容结构控制采用abc坐标下独立电压电流的双闭环控制，所述双闭环控制包括输出直流电压外环控制和交流侧电流内环控制且调制方式采用载波移相脉宽调制技术调制策略，混合移相控制是在四绕组变压器的原边侧三个全桥结构采用给定占空比的同步开环PWM调制，原边侧与副边侧之间采用移相控制；

对四有源桥结构建立等效模型，隔离型高频变压器原边侧三个绕组端口电压分别等效为电压源u_aa'、u_bb'、u_cc',变压器绕组漏感分别为L_pa、L_pb、L_pc；副边侧变压器绕组漏感为L_s，电压等效为u_ss'；由于波动功率具备三相对称性，能够在变压器原边侧实现相互抵消，同时桥臂中2倍频循环电流可实现完全消除；

所述隔离子模块包括第一功率开关管Q₁、第二功率开关管Q₂、第一电容C_C、第三功率开关管Q₃、第四功率开关管Q₄、第五功率开关管Q₅、第六功率开关管Q₆，所述四绕组高频变压器T₁包括第一绕组N₁、第二绕组N₂、第三绕组N₃、第四绕组N₄；所述第一功率开关管Q₁的集电极与第三功率开关管Q₃的集电极及第五功率开关管Q₅的集电极相连；所述第二功率开关管Q₂的发射极与第四功率开关管Q₄的发射极及第六功率开关管Q₆的发射极相连；所述第一功率开关管Q₁的发射极与第二功率开关管Q₂的集电极相连；所述第三功率开关管Q₃的发射极与第四功率开关管Q₄的集电极相连；所述第五功率开关管Q₅的发射极与第六功率开关管Q₆的集电极相连；第一电容C_C的一端与第一功率开关管Q₁的集电极连接，所述第一电容C_C的另一端与第二功率开关管Q₂的发射极连接；所述第一绕组N₁的同名端连接到横向同一位置三个隔离子模块中A相的隔离子模块第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点，所述第一绕组N₁的异名端连接到该隔离子模块第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第二绕组N₂的同名端连接到横向同一位置三个隔离子模块中B相的隔离子模块第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点，所述第二绕组N₂的异名端连接到该隔离子模块第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第三绕组N₃的同名端连接到横向同一位置三个隔离子模块中C相的隔离子模块第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点，所述第三绕组N₃的异名端连接到该隔离子模块第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第四绕组N₄的同名端与全桥结构中第三功率开关管Q₃以及第四功率开关管Q₄所组成的桥臂中点连接，所述第四绕组N₄的异名端连接到第五功率开关管Q₅以及第六功率开关管Q₆所组成的桥臂中点；所述第一、第二、第三绕组位于隔离型四绕组高频变压器的原边侧，第四绕组位于副边侧；

所述每相上桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q₁与第二功率开关管Q₂组成的中点与中压直流母线的正极相连；所述第二功率开关管Q₂的发射极与下一隔离子模块的第一功率开关管Q₁的发射极相连；所述上桥臂电感L_g1、L_g3、L_g5的一端与每相上桥臂的最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q₂的发射极连接，三相上桥臂电感L_g1、L_g3、L_g5的另一端分别连接中压交流母线的a相、b相、c相；三相下桥臂电感L_g2、L_g4、L_g6的一端分别与中压交流母线的a相、b相、c相连接，三相下桥臂电感L_g2、L_g4、L_g6的另一端与每相下半桥臂第一个隔离子模块的第一功率开关管Q₁的发射极连接；每相下半桥臂隔离子模块的第二功率开关管Q₂的发射极与下一隔离子模块的第一功率开关管Q₁的发射极相连；下半桥臂最后一个隔离子模块的第二功率开关管Q₂的发射极与中压直流母线的负极相连；所有与第四绕组连接的全桥并联第二电容C_O结构的输出端级联形成低压直流母线；

所述模块化多电平变换器结构的子模块输入电流包含直流分量与交流分量，交流部分主要包括基频、2倍频分量，在三端口MMC-SST拓扑上、下桥臂纵向隔离子模块之间，波动电流中基频分量i_f1-ua、i_f1-ub、i_f1-uc与i_f1-da、i_f1-db、i_f1-dc相位相反，2倍频分量i_f2-ua、i_f2-ub、i_f2-uc与i_f2-da、i_f2-db、i_f2-dc相位相同，在横向隔离子模块之间，基频分量呈三相正序，2倍频分量呈三相负序，具有三相对称特性。

2.根据权利要求1所述的一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑，其特征在于：所述MMC级的AC/DC转换控制的具体步骤如下：

1)将直流侧输出电压给定值U^* _MVDC减去实际电压输出值U_MVDC，经过PI调节器的输出值与输入电流在d轴的分量i_d作差，经过PI调节后的输出值与输入电压在d轴的分量相加后减去输入电流在q轴的分量i_q与ωL相乘后的输出值实现对i_d的前馈解耦；

2)输出电流在q轴分量的给定值i_q ^*减去实际输入电流在q轴的分量i_q，经过PI调节后的输出值与输入电压在q轴的分量相加后减去输入电流在d轴的分量i_d与ωL相乘后的输出值实现对i_q的前馈解耦；

3)将步骤1)和步骤2)的解耦值经dq/abc变换得到三相调制波e_a ^*、e_b ^*、e_c ^*，三相调制波经过载波移相调制策略得到半桥与电容结构的驱动信号Q_sm。

3.根据权利要求1所述的一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑，其特征在于：第三功率开关管Q₃和第四功率开关管Q₄驱动信号Q_HFL互补，第四功率开关管Q₄和第五功率开关管Q₅驱动信号相同，第三功率开关管Q₃和第六功率开关管Q₆驱动信号相同，原边侧三个绕组所连接的隔离子模块中全桥结构驱动同步，均为频率为f、占空比D固定为50％的驱动信号；所述隔离型四绕组高频变压器与原边侧全桥结构组成的高频链路原边侧控制均为频率与占空比固定的开环PWM 调制。

4.根据权利要求1所述的一种基于四有源桥的MMC-SST拓扑，其特征在于：所述隔离型四绕组高频变压器的原边侧与副边侧之间的控制采用移相控制，副边侧的驱动信号滞后于原边侧的角度为移相角

将低压直流母线电压给定值U^* _LVDC减去低压直流母线电压实际值U_LVDC，经PI调节器得到移相角

经过限幅控制得到控制信号，经混合同步与移相控制的PWM调制，得到第四绕组连接的全桥结构的驱动信号。

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