CN113437879B - 一种直流变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种直流变换器及其控制方法，包括软开关网络、组合式电路、谐振网络、变压器、整流器和输出电容，通过调节开关频率控制输出电压。所述组合式电路包括串联的第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂，各桥臂均包含N个串联的子模块。通过引入三角波补偿电流，在宽输入电压范围内扩展各桥臂开关的软开关能力。本发明提供的控制方法，在桥臂间引入固定相移及占空比，实现倍频操作且获取高降压比。本发明可实现所有开关管在宽输入电压范围内的零电压开通，同时有效减小谐振电流，减小开关损耗和导通损耗，提高组合式谐振变换器的转换效率。

Description

一种直流变换器及其控制方法

技术领域

本发明涉及开关变换器技术领域，具体涉及电力电子技术领域中组合式谐振变换器的零电压开通实现方法。

背景技术

随着中压直流输电系统的快速发展，对不同层级系统的远距离互联需求越来越迫切。大功率降压直流变换器作为直流输电的关键设备之一，在构建多端直流电网中不可或缺。高效功率输送、高功率密度、高降压比和宽输入范围且稳定运行是降压直流变换器的关键技术指标。发明“一种谐振型电力电子变流器及变流器装置”(申请号201310309952.7)提出的模块化多电平谐振变换器MMR(Modular Multilevel Resonant，后级DC/DC隔离电路)集成了组合式变换器和谐振变换器的优势，具有较好的应用前景。

组合式结构使得MMR输入侧能承受高压且便于冗余设计，谐振网络有利于实现变换器宽范围调节，提高整体效率。但是，组合式结构设计引入直流环流，不同桥臂开关存在不同软开关特性，部分开关难以在宽工作范围内实现零电压开通。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种直流变换器及其控制方法，实现所有开关管宽输入电压范围的零电压开通，减小变换器的开关损耗。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种变换器，包括依次连接的软开关网络、组合式电路、谐振网络、变压器、整流器和输出电容；所述软开关网络包括四个级联的电容，所述组合式电路包括四个级联的桥臂，每个所述电容与一个所述桥臂并联；第二桥臂的输入端、第三桥臂的输出端分别与谐振网络的第一组谐振电感、第二组谐振电感串联；所述第一组谐振电感、第二组谐振电感分别与谐振网络励磁电感的两端连接；所述第二组谐振电感与所述励磁电感之间接有谐振电容；所述励磁电感与变压器原边并联；所述变压器副边接所述整流器。

本发明的变换器结合了模块化多电平拓扑与谐振变换器两者的优点。组合式电路的模块化多电平设计使其适应于高压大功率场合，具备冗余容错能力，谐振电路则有利于开关实现零电压开通，减小了变换器的开关损耗，提高了功率密度。

所述第一组谐振电感、第二组谐振电感均包括两个串联的谐振电感。本发明将谐振电感裂变置于桥臂之上，既能参与谐振环节，也能有效抑制干扰引起的桥臂电流波动。

为了保证软开关网络的可靠运行，所述四个级联的电容的容值相同。

第二电容正端通过第一电感与所述第一组谐振电感的中点连接；第四电容正端通过第二电感与所述第二组谐振电感的中点连接；所述第一电感、第二电感的电感值相同。第一电感、第二电感的作用在于提供不对称三角波电流以消除桥臂子模块下管中环流引入的偏置，进而实现零电压开通。整体电路中，一、四桥臂与二、三桥臂的工作是相对称的，参数相同，因此第一电感和第二电感的电感值是相同的。

所述第一电感、第二电感的电感值满足以下关系式：

其中，I_Lr(T)、I_Lr(D_eT)分别为T、D_eT时刻谐振电流值；I_d为环流电流值；D_e为谐振网络占空比；f_s为开关频率；L_a为第一电感或第二电感的电感值；V_i为谐振变换器的输入电压；I_k为开关管满足软开关条件(即零电压开通条件)时的最小开通电流值；D₁为第一桥臂与第四桥臂的子模块占空比。

第一桥臂与第四桥臂内的子模块驱动信号间的相移为180°，第二桥臂与第三桥臂的驱动信号间的相移为180°。第一桥臂与第四桥臂的子模块占空比D1为0.25，第二桥臂与第三桥臂占空比D2为0.75。

本发明中，通过设置相移与占空比，实现了等效频率与降压比翻倍，即所述谐振网络输入电压频率是桥臂开关频率的两倍。减少了开关损耗，使得本发明的变换器可以用于高降压场合。

每个所述桥臂中子模块的上、下开关管的占空比互补，且上、下开关管不同时导通。

本发明还提供了一种上述直流变换器的控制方法，包括：

S1、采集直流变换器的输出电压V_o；

S2、将采样的输出电压V_o与给定电压指令值V_o ^*相减，得到电压误差，将所述电压误差送至比例积分控制器后，再将比例积分控制器的输出送到压控振荡器，得到桥臂的开关频率；

S3、根据非对称脉宽调制引入的固定相移、占空比及所述开关频率产生所述直流变换器开关管对应的脉宽调制信号；

S4、各桥臂脉宽调制信号经过子模块电压平衡算法(例如杨晓峰，林智钦，郑琼林，等.模块组合多电平变换器的研究综述[J].中国电机工程学报，2013，33(6)：1-14.或者：基于固定规则的MMC电容电压均衡策略[J].中国电机工程学报，20183，38(18)：5548-5556》)进行脉冲轮换，得到驱动信号送至各桥臂内子模块开关管驱动电路。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

1、本发明提供的组合式谐振变换器，具备宽范围软开关能力，可实现所有开关管宽输入电压范围的零电压开通，减小了变换器的开关损耗。

2、本发明的控制方法采用非对称脉宽调制，在桥臂间引入固定相移，实现了等效开关频率以及降压比翻倍，提高了变换器的变换效率。

3、本发明提供的控制方法，在桥臂间引入固定相移及占空比，实现倍频操作且获取高降压比。本发明可实现所有开关管在宽输入电压范围内的零电压开通，同时有效减小谐振电流，减小开关损耗和导通损耗，提高组合式谐振变换器的转换效率。

附图说明

图1是本发明中组合式谐振变换器的拓扑结构示例；

图2是本发明实施例组合式谐振变换器的主要工作波形；

图3是本发明中组合式谐振变换器的输出电压控制框图；

图4是本发明桥臂子模块数N＝1时的简化拓扑；

图5是本发明简化拓扑的第一桥臂与第二桥臂中1号子模块上、下开关管的电压电流波形。

其中，10软开关网络、20组合式电路、30谐振网络、40变压器、50整流器、SMxx子模块、S_u子模块上开关管、S_d子模块下开关管、V_c子模块电容电压、g_x子模块驱动信号、L_r1、L_r2、L_r3、L_r4、L_r5谐振电感、V_i变换器输入电压、V_o变换器输出电压；g₁₁～g_1N、g₂₁～g_2N、g₃₁～g_3N、g₄₁～g_4N分别为第一至第四桥臂的驱动信号；I_d为电路环流、I_arm1和I_arm2分别为第一桥臂和第二桥臂的输入电流；I_1u、I_1d、I_2u、I_2d分别为第一桥臂上、下开关管，第二桥臂上下开关管电流。

具体实施方式

本发明提出的组合式谐振变换器的拓扑结如图1所示，包括软开关网络10、组合式电路20、谐振网络30、变压器40、整流器50。V_i、V_o分别为变换器输入和输出电压。每个桥臂均包含N个子模块，每个子模块均具有相同结构，包含一个上开关管S_u、一个下开关管S_d和一个电容，上开关管与下开关管串联后与电容并联，子模块驱动信号g_x为下开关管驱动信号，上、下开关管的占空比互补，且不会同时导通。I_Lr、I_Lm分别为谐振电流和励磁电流。

软开关网络包括电容C₁、C₂、C₃、C₄和电感L_a1、L_a2；电容C₁、C₂、C₃、C₄的电容值相同，电感L_a1、L_a2的电感值相同。

组合式电路包括串联的第一桥臂、第二桥臂、第三桥臂、第四桥臂(从图1至上往下依次编号)，各桥臂均包含N个串联的子模块；每个子模块均具有相同结构，包含一个上开关管、一个下开关管和一个电容，上开关管与下开关管串联后与电容并联，子模块驱动信号为下开关管驱动信号。

谐振网络是通过将常规谐振电感裂变为L_r1、L_r2、L_r3、L_r4、L_r5，再与励磁电感L_m，谐振电容C_r共同组成，L_r1、L_r2、L_r3、L_r4、L_r5的电感值相同。

第一桥臂与第四桥臂内的子模块驱动信号间存在180°相移，第二桥臂与第三桥臂的驱动信号间存在180°相移，第一桥臂与第四桥臂的子模块占空比D₁为0.25，而第二桥臂与第三桥臂占空比D₂为0.75，实现了等效开关频率以及降压比翻倍，提高了变换器的变换效率。

本发明中，所有开关管的软开关通过下述方法实现：

各个桥臂上开关管的软开关实现通过组合式结构中环流引入的负向电流偏置使得各上开关管的开通电流均为负值，并满足开关管结电容完全充放电要求来实现；

第一桥臂与第二桥臂下开关管的软开关实现通过电容C₁、C₂，电感L_a1引入的三角波电流在开通瞬间抵消环流引入的正向电流偏置，并使得各下开关管的开通电流均为负值，满足开关管结电容完全充放电要求来实现；

第三桥臂与第四桥臂下开关管的软开关实现通过电容C₃、C₄，电感L_a2引入的三角波电流在开通瞬间抵消环流引入的正向电流偏置，并使得各下开关管的开通电流均为负值，满足开关管结电容完全充放电要求来实现；

实现上述组合式谐振变换器各桥臂下开关管软开关，电感在设计上需满足以下要求：

其中，I_Lr(T)、I_Lr(D_eT)分别为T、D_eT时刻谐振电流值；I_d为环流电流值；D_e为等效谐振网络占空比，其值为0.5；f_s为开关频率；L_a为软开关网络的L_a1、L_a2电感值，L_a1＝L_a2＝L_a；V_i为直流变换器输入电压；I_k为开关管满足零电压开通条件时的最小开通电流值。

本发明中，组合式电路中各桥臂子模块中的上、下开关管的占空比互补，且不会同时导通。

组合式谐振变换器在一个开关周期中分别将谐振网络的输入箝位到C₁、C₂与C₃、C₄上，C₁、C₂电压之和与C₃、C₄电压之和几乎相同，谐振网络输入电压V_AB在一个开关周期中经历两个方波周期，即谐振网络输入电压频率是桥臂开关频率的两倍。一个开关周期可以分为16个工作模态，图2示例性展示了组合式谐振变换器的主要工作波形。由于前后8个模态呈对称，主要详细描述前9个工作模态；

工作模态1[t₀-t₁]:在t₀时刻，第一桥臂上所有子模块下管逐渐关断，此时进入第一桥臂、第二桥臂死区时间。此工作模态中，第一桥臂子模块下开关管结电容开始充电，桥臂2子模块下开关管结电容开始放电，I_La1在此模态中均为负值，为第二桥臂下开关管开通电流提供了负向偏置，降低了实现零电压开通的难度，此时流经第二桥臂与第三桥臂的电流值均为负值。第一桥臂子模块电容逐渐投入桥臂电路，第二桥臂子模块电容逐渐从桥臂中切除，V_arm1开始上升，V_arm2开始下降。

工作模态2[t₁-t₂]:t₁时刻，第二桥臂子模块下开关管逐渐实现零电压开通开通，I_La1达到负向峰值。该工作模态中L_r2、L_r3、L_r5、C_r参与谐振，变压器副边钳位至输出电压，I_Lr以谐振频率f_r呈正弦曲线降低，L_a1、L_a2两端电压分别为V_c2、-V_c3。第一桥臂子模块电容将C₁、C₂电容电压之和钳位至V_i/2，同理，第四桥臂子模块电容将C₃、C₄电容电压之和钳位至V_i/2。

工作模态3[t₂-t₃]:t₂时刻，I_Lr下降至0并开始负向增长。与此同时，流经第二桥臂与第三桥臂上的电流方向也改变为正向。

工作模态4[t₃-t₄]:t₃时刻，I_Lr等同于I_Lm。该工作模态中无电流流经变压器绕组，即无功率转移至副边侧。流经L_a1、L_a2的电流变化趋势及其两端电压保持不变。谐振发生于L_r2、L_r3、L_r5、L_m、C_r间，由于L_m通常大于L_r1、L_r2、L_r3、L_r4、L_r5，f_m则远低于f_r，故该阶段中I_Lr变化极为微小。

工作模态5[t₄-t₅]:t₄时刻，第三桥臂中子模块下开关管开始逐渐关断，此时进入下桥臂间死区时间。此工作模态中，第三桥臂中子模块下开关管结电容开始充电，第四桥臂中子模块下开关管结电容开始放电，I_La2始终为负值，为第四桥臂中子模块下管开通电流提供了负向偏置，有利于扩宽其满足零电压开通的工作范围，此时流经第四桥臂的电流值为负值。第三桥臂半桥子模块电容逐渐投入桥臂电路，第四桥臂半桥子模块电容逐渐从桥臂中切除，V_arm3开始上升，V_arm4开始下降。

工作模态6[t₅-t₆]:t₅时刻，第四桥臂中子模块下开关管逐渐实现零电压开通开通,V_arm3和V_AB开始上升至V_i/2，I_La2达到负向峰值。此工作模态中L_r2、L_r4、L_r5、C_r参与谐振，L_a1、L_a2两端电压分别为V_c2、V_c4。此时，第三桥臂子模块电容将C₃、C₄电容电压之和钳位至V_i/2。

工作模态7[t₆-t₇]:t₆时刻，I_Lr上升至0并持续增长。在此期间，第二桥臂与第三桥臂上的电流方向发生改变，I_La1、I_La2负向减小至0并开始正向增长。

工作模态8[t₇-t₈]:t₇时刻，I_Lr再次等同于I_Lm，该模态无功率传输至副边侧，L_r2、L_r4、L_r5、L_m、C_r参与谐振。

工作模态9[t₈-t₉]:t₈时刻，第四桥臂子模块下开关管开始逐渐关断，进入下桥臂间死区时间。此工作模态中，第四桥臂子模块下开关管结电容开始充电，第三桥臂子模块下开关管结电容开始放电，I_La2在此模态中均为正值，为第三桥臂中下开关管开通电流提供了负向偏置，降低了实现零电压开通难度。t₉时刻，第三桥臂子模块下开关管逐渐实现零电压开通，V_AB逐渐减小至0,I_La2达到正向峰值，后续工作模态均与上述描述呈对称状态。

图3示例性展示了输出电压控制框图，变频反馈控制将采样的输出电压V_o与给定电压指令值V_o ^*的差值送至比例积分控制器，再将其输出送到压控振荡器(VCO)以调节转换器的开关频率。然后，通过不对称脉宽调制引入固定桥臂间相移与桥臂占空比以实现倍频操作减小开关损耗且获取高降压比。最后，各桥臂脉宽调制信号g₁₁～g_1N、g₂₁～g_2N、g₃₁～g_3N、g₄₁～g_4N经过子模块电压平衡算法进行脉冲轮换，得到驱动信号送至各桥臂内子模块开关管驱动电路。

图4示例性展示了组合式谐振变换器各桥臂子模块数N＝1时的简化拓扑，I_d为电路环流，I_arm1和I_arm2分别为第一桥臂和第二桥臂的输入电流。第一桥臂与第四桥臂，第二桥臂与第三桥臂的电气量相互间只存在相位差，图5示例性展示了N＝1时额定工况下第一桥臂与第二桥臂中子模块上、下开关管的电压电流波形。I_1u、I_1d、I_2u、I_2d分别为第一桥臂上、下开关管，第二桥臂上下开关管电流，各开关管电流在开通瞬间均为负值，满足零电压开通条件。

Claims (7)

1.一种直流变换器的控制方法，直流变换器包括依次连接的软开关网络、组合式电路、谐振网络、变压器、整流器和输出电容；所述软开关网络包括四个级联的电容，所述组合式电路包括四个级联的桥臂，每个所述电容与一个所述桥臂并联；第一桥臂通过谐振网络的第一组谐振电感与第二桥臂连接，第三桥臂通过谐振网络的第二组谐振电感与第四桥臂连接；所述第一组谐振电感、第二组谐振电感均包括两个串联的谐振电感；谐振网络的励磁电感的一端接入所述第一组谐振电感的两个谐振电感之间，另一端接入所述第二组谐振电感的两个谐振电感之间；所述第二组谐振电感与所述励磁电感之间接有谐振电容；所述励磁电感与变压器原边并联；所述变压器副边接所述整流器；每个所述桥臂包括N个串联的子模块，每个所述子模块包括一个上开关管，一个下开关管；所述上开关管和下开关管串联后，与一电容并联；第二电容正端通过第一电感与所述第一组谐振电感的两个谐振电感连接点连接；第四电容正端通过第二电感与所述第二组谐振电感的两个谐振电感连接点连接；所述第一电感、第二电感的电感值相同；其特征在于，包括：

S1、采集直流变换器的输出电压V_o；

S2、将采样的输出电压V_o与给定电压指令值V_o ^*相减，得到电压误差，将所述电压误差送至比例积分控制器后，再将比例积分控制器的输出送到压控振荡器，得到桥臂的开关频率；

S3、根据非对称脉宽调制引入的固定相移、占空比及所述开关频率产生所述直流变换器开关管对应的脉宽调制信号；

S4、各桥臂脉宽调制信号经过子模块电压平衡算法进行脉冲轮换，得到驱动信号送至各桥臂内子模块开关管驱动电路。

2.根据权利要求1所述的直流变换器的控制方法，其特征在于，所述四个级联的电容的容值相同。

3.根据权利要求1所述的直流变换器的控制方法，其特征在于，所述第一电感、第二电感的电感值满足以下关系式：

其中，I_Lr(T)、I_Lr(D_eT)分别为T、D_eT时刻谐振电流值；I_d为环流电流值；D_e为直流变换器占空比；f_s为开关频率；L_a为第一电感或第二电感的电感值；V_i为直流变换器的输入电压；I_k为开关管满足软开关条件时的最小开通电流值；D₁为第一桥臂与第四桥臂的子模块占空比。

4.根据权利要求1所述的直流变换器的控制方法，其特征在于，第一桥臂与第四桥臂内的子模块驱动信号间的相移为180°，第二桥臂与第三桥臂的驱动信号间的相移为180°。

5.根据权利要求1所述的直流变换器的控制方法，其特征在于，所述直流变换器输入电压频率是桥臂开关频率的两倍。

6.根据权利要求1所述的直流变换器的控制方法，其特征在于，每个所述桥臂中子模块的上、下开关管的占空比互补，且上、下开关管不同时导通。

7.根据权利要求1～6之一所述的直流变换器的控制方法，其特征在于，第一桥臂与第四桥臂的子模块占空比D1为0.25，第二桥臂与第三桥臂占空比D2为0.75。

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