CN113179020A - 多相均流的交错并联llc谐振变换器装置及实现方法 - Google Patents

多相均流的交错并联llc谐振变换器装置及实现方法 Download PDF

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Abstract

本发明针对现有技术的不足，提出一种新型的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置及实现方法。通过在某一相LLC谐振变换器的谐振腔中串入其他路模块的变压器辅助绕组构造出虚拟受控电压源，结合移相控制，可以实现精确的多相均流，减小输出电流纹波，提高系统整体效率。本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置包括由N个LLC谐振变换器模块构成的多相交错并联LLC谐振变换器及一个控制器。所述控制器包含电压环或电流环，以及均流环。通过变压器辅助绕组构造的虚拟受控电压源理论上不会给电路带来损耗，因此可以实现高效率。

Description

多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置及实现方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域中的开关电源技术，涉及一种多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置及实现方法。
背景技术
近年来，随着对电力电子变换器高效率、高功率密度地不断追求。LLC谐振变换器以其结构简单、损耗小、功率密度高等优点，被广泛应用于各种直流-直流电能变换领域。而在中大功率应用领域，受制于单路变换器有限的功率传输能力，通常采用基于模块化设计的多相变换器实现串并联组合。各功率单元结构相同，能够实现模块化设计，有利于设备标准化以及成本控制，从而满足输入输出高电压和大电流的应用需求。
LLC谐振变换器由于其自身特点，二次侧电流波动较大，因此在输出端需要大量昂贵的低ESR电容并联以减少输出电压纹波和电容的电流应力，不仅增大了系统的体积，而且对系统的效率有一定的影响，极大地阻碍了LLC谐振变换器在大功率尤其是大电流场合的应用。
为解决这一问题，交错并联技术得到应用，即多台LLC谐振变换器并联工作，保证每一台变换器主开关管的工作频率是相等的，主开关管之间的相位相差一定的交错角，可以有效的减小输出电流纹波的有效值和输出滤波电容的容量，从而获得更高的功率密度。理论上，两相交错并联LLC谐振变换器的输出电流纹波可减小到1/5，而三相交错并联时的输出电流纹波可减小到1/11。
然而在实际多相并联系统中，每个模块由于制作工艺的偏差、元器件的参数差异以及环境变化引起的参数变化等原因，导致每一相变换器分担的负载电流大小不一，这将严重影响整个系统的效率、可靠性和寿命。对于采用相同频率控制的多相LLC谐振变换器该问题尤为突出，谐振功率元件之间较小的谐振元件参数差别都将会造成模块间严重的负载电流不均衡。
针对多相交错并联谐振变换器不均流的问题，一种现有技术给出了一种基于电压增益自动调节法的两相变换器连接方式，如图1所示。在该输入串联输出并联的(InputSeries Output Parallel,ISOP)结构中，由于每相模块的输入电压为输入侧串联电容电压，输入串联电容电压可以根据每相模块功率自动调节电压增益实现均流，但是这种结构每相输入电压只有直流母线电压的1/2，原边电流相比输入并联输出并联(Input ParallelOutput Parallel,IPOP)结构增大，导致变换器的导通损耗增加。图2则为根据图1框图具体构造出的两相ISOP的LLC谐振变换器。当将该方案进一步扩展到N相模块化变换器的连接，则每相输入电压将进一步减小为直流母线电压的1/N。
另一种现有技术则提出了另一种类似的适用于IPOP交错并联LLC谐振变换器的方法，其电路如图3所示，该方法利用在输入侧插入电容，利用飞跨电容的充放电平衡特性去实现功率平衡和均流，但该方法同样存在每相输入电压只有直流母线电压1/2的问题，进而导致原边电流增大、损耗增加。
由此可知，上述两种方法尽管都能有效解决多相变换器的均流问题，但同时又会引入多相变换器损耗增加的新问题。为了有效解决多相交错并联LLC谐振变换器各相不均流，同时提高整个系统的转换效率以及可靠性，针对多相LLC谐振变换器的均流问题提出行之有效的方案是一项非常具有实际意义和挑战性的工作。
发明内容
本发明针对现有技术的不足，提出一种新型的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置及实现方法。通过在某一相LLC谐振变换器的谐振腔中串入其他路模块的变压器辅助绕组构造出虚拟受控电压源，结合移相控制，可以实现精确的多相均流，减小输出电流纹波，提高系统整体效率。
本发明解决技术问题所采取的技术方案为：
本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置包括由N个LLC谐振变换器模块构成的多相交错并联LLC谐振变换器及一个控制器。
进一步，所述多相交错并联LLC谐振变换器中包含N个或N-1个虚拟受控电压源，分别串接在N相或N-1相LLC谐振变换器模块的谐振腔中。
其中，所述虚拟受控电压源由某一相LLC谐振变换器的变压器辅助绕组或若干相LLC谐振变换器的变压器辅助绕组串接构成。
所述控制器包含电压环或电流环，以及均流环。所述控制器检测多相交错并联LLC谐振变换器的输出电压或总输出电流的反馈信号，通过其内部的电压环或电流环调节所有相并联LLC谐振变换器的开关频率同步变化来调节输出电压或者总输出电流；进一步，所述控制器检测单相LLC谐振变换器的输出电流与1/N总输出电流值之间的偏差，或每两相LLC谐振变换器之间的输出电流偏差，通过均流环调节多相并联LLC谐振变换器之间的相位差，实现所有LLC谐振变换器输出电流均流。
优选的，所述多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置为两相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，包括：
A相LLC谐振变换器：所述A相LLC谐振变换器包括开关管Q11和开关管Q12构成的开关桥臂、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、变压器T1、整流管Q13、整流管Q14和输出电容Co1；
B相LLC谐振变换器：所述B相LLC谐振变换器包括开关管Q21和开关管Q22构成的开关桥臂、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2、变压器T2、变压器T1的辅助绕组Waux1构成的虚拟受控电压源Vaux1、整流管Q23、整流管Q24和输出电容Co2；
及控制器101。
其中：
开关管Q11的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q12的漏极及谐振电容Cr1的一端，开关管Q12的源极接原边地，谐振电容Cr1的另一端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接变压器T1的原边绕组的同名端，变压器T1的原边绕组的异名端接原边地，变压器T1的第一副边绕组的同名端接整流管Q13的源极，整流管Q13的漏极接输出电容Co1的正端，变压器T1的第二副边绕组的同名端接变压器T1的第一副边绕组的异名端及输出电容Co1的负端，变压器T1的第二副边绕组的异名端接整流管Q14的源极，整流管Q14的漏极接输出电容Co1的正端。
开关管Q21的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q22的漏极和变压器T1的辅助绕组的异名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T1的辅助绕组的同名端接变压器T2的原边绕组的同名端，变压器T2的原边绕组的异名端接谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端接谐振电容Cr2的一端，谐振电容Cr2的另一端接原边地，变压器T2的第一副边绕组的同名端接整流管Q23的源极，整流管Q23的漏极接输出电容Co2的正端，变压器T2的第二副边绕组的同名端接变压器T2的第一副边绕组的异名端及输出电容Co2的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q24的源极，整流管Q24的漏极接输出电容Co2的正端。
输出电容Co1的输出端与输出电容Co2的输出端并联。
控制器101接收所述交错并联谐振器的输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB、A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB，输出开关管Q11～Q22的驱动信号VG11～VG22。其中，VG11和VG12为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG21和VG22为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号。控制器101根据接收输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB，通过内部电压环或电流环调节A相和B相并联LLC谐振变换器的开关频率同步变化来调节输出电压或者总输出电流；进一步，所述控制器101根据A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB之间的偏差，通过均流环调节B相LLC谐振变换器和A相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现两相LLC谐振变换器输出电流均流。
优选的，所述多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置为两相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，包括：
A相LLC谐振变换器：所述A相LLC谐振变换器包括开关管Q11和开关管Q12构成的开关桥臂、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1，变压器T1、变压器T2的辅助绕组Waux2、整流管Q13、整流管Q14和输出电容Co1；
B相LLC谐振变换器：所述B相LLC谐振变换器包括开关管Q21和开关管Q22构成的开关桥臂、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2，变压器T2、变压器T1的辅助绕组Waux1、整流管Q23、整流管Q24和输出电容Co2；
及控制器101。
其中：
开关管Q11的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q12的漏极及变压器T2的辅助绕组Waux2的异名端，开关管Q12的源极接原边地，变压器T2的辅助绕组Waux2的同名端接变压器T1原边绕组的同名端，变压器T1原边绕组的异名端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接谐振电容Cr1的一端，谐振电容Cr1的另一端接原边地，变压器T1的第一副边绕组的同名端接整流管Q13的源极，整流管Q13的漏极接输出电容Co1的正端，变压器T1的第二副边绕组的同名端接变压器T1的第一副边绕组的异名端及输出电容Co1的负端，变压器T1的第二副边绕组的异名端接整流管Q14的源极，整流管Q14的漏极接输出电容Co1的正端。
开关管Q21的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q22的漏极和变压器T1的辅助绕组的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T1的辅助绕组的异名端接变压器T2的原边绕组的同名端，变压器T2的原边绕组的异名端接谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端接谐振电容Cr2的一端，谐振电容Cr2的另一端接原边地，变压器T2的第一副边绕组的同名端接整流管Q23的源极，整流管Q23的漏极接输出电容Co2的正端，变压器T2的第二副边绕组的同名端接变压器T2的第一副边绕组的异名端及输出电容Co2的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q24的源极，整流管Q24的漏极接输出电容Co2的正端。
输出电容Co1的输出端与输出电容Co2的输出端并联。
控制器101接收所述交错并联谐振器的输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB、A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB，输出开关管Q11～Q22的驱动信号VG11～VG22。其中，VG11和VG12为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG21和VG22为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号。控制器101根据接收输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB，通过内部电压环或电流环调节A相和B相并联LLC谐振变换器的开关频率同步变化来调节输出电压或者总输出电流；进一步，所述控制器101根据A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB之间的偏差，通过均流环调节B相LLC谐振变换器和A相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现两相LLC谐振变换器输出电流均流。
优选的，所述多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置为三相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，包括：
A相LLC谐振变换器：所述A相LLC谐振变换器包括开关管Q11和开关管Q12构成的开关桥臂、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1，变压器T1、变压器T3的第一辅助绕组Waux31、变压器T2的第一辅助绕组Waux21、整流管Q13、整流管Q14和输出电容Co1；
B相LLC谐振变换器：所述B相LLC谐振变换器包括开关管Q21和开关管Q22构成的开关桥臂、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2，变压器T2、变压器T1的第一辅助绕组Waux11、变压器T3的第二辅助绕组Waux32、整流管Q23、整流管Q24和输出电容Co2；
C相LLC谐振变换器：所述C相LLC谐振变换器包括开关管Q31和开关管Q32构成的开关桥臂、谐振电容Cr3、谐振电感Lr3，变压器T3、变压器T2的第二辅助绕组Waux22、变压器T1的第二辅助绕组Waux12、整流管Q33、整流管Q34和输出电容Co3；
及控制器101。
其中，开关管Q11的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q12的漏极及变压器T3的第一辅助绕组Waux31的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T3的第一辅助绕组Waux31的异名端接变压器T2的第一辅助绕组Waux21的异名端、变压器T2的第一辅助绕组Waux21的同名端接变压器T1原边绕组的同名端，变压器T1原边绕组的异名端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接谐振电容Cr1的一端，谐振电容Cr1的另一端接原边地，变压器T1的第一副边绕组的同名端接整流管Q13的源极，整流管Q13的漏极接输出电容Co1的正端，变压器T1的第二副边绕组的同名端接变压器T1的第一副边绕组的异名端及输出电容Co1的负端，变压器T1的第二副边绕组的异名端接整流管Q14的源极，整流管Q14的漏极接输出电容Co1的正端。
开关管Q21的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q22的漏极和变压器T1的第一辅助绕组Waux11的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T1的第一辅助绕组Waux11的异名端接变压器T3的第二辅助绕组Waux32的异名端，变压器T3的第二辅助绕组Waux32的同名端接变压器T2的原边绕组的同名端，变压器T2的原边绕组的异名端接谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端接谐振电容Cr2的一端，谐振电容Cr2的另一端接原边地，变压器T2的第一副边绕组的同名端接整流管Q23的源极，整流管Q23的漏极接输出电容Co2的正端，变压器T2的第二副边绕组的同名端接变压器T2的第一副边绕组的异名端及输出电容Co2的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q24的源极，整流管Q24的漏极接输出电容Co2的正端。
开关管Q31的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q32的漏极和变压器T2的第二辅助绕组Waux22的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T2的第二辅助绕组Waux22的异名端接变压器T1的第二辅助绕组Waux12的异名端，变压器T1的第二辅助绕组Waux12的同名端接变压器T3的原边绕组的同名端，变压器T3的原边绕组的异名端接谐振电感Lr3的一端，谐振电感Lr3的另一端接谐振电容Cr3的一端，谐振电容Cr3的另一端接原边地，变压器T3的第一副边绕组的同名端接整流管Q33的源极，整流管Q33的漏极接输出电容Co3的正端，变压器T3的第二副边绕组的同名端接变压器T3的第一副边绕组的异名端及输出电容Co3的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q34的源极，整流管Q34的漏极接输出电容Co3的正端。
输出电容Co1的输出端、输出电容Co2的输出端和输出电容Co3的输出端并联。
控制器101接收所述交错并联谐振器的输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB、A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB、B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB和C相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io3_FB，输出开关管Q11～Q32的驱动信号VG11～VG32。其中，VG11和VG12为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG21和VG22为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG31和VG32为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号。控制器101根据接收输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB，通过内部电压环或电流环调节A相、B相和C相并联LLC谐振变换器的开关频率同步变化来调节输出电压或者总输出电流；进一步，所述控制器101根据A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB、B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB和C相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io3_FB之间的偏差，通过均流环调节各相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现各相LLC谐振变换器输出电流均流。
优选的，上述多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置中，用于实现虚拟受控电压源的变压器辅助绕组的同名端连接方式可以全部反过来，同时对应改变移相控制调节移相角的方向。
本发明还提供一种N相(N≥2)交错并联LLC谐振变换器装置的实现方式：
步骤1、在某一相谐振变换器中的谐振腔中，串入利用其它相LLC谐振变换器的变压器辅助绕组构造出相位超前或滞后该相变换器相位90°的虚拟受控电压源；
步骤2、参照步骤1，在N相或N-1相LLC谐振变换器中串入构造的虚拟受控电压源；
步骤3、检测交错并联谐振变换器的输出电压或者总输出电流，通过控制电路调节各相LLC谐振变换器的驱动信号频率同步变化调节输出电压或者总输出电流；
步骤4、在进行步骤3的同时，采用直接或间接方式检测出各相输出电流，通过控制电路调节各相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现各相LLC谐振变换器输出电流均流。
具体来说，本发明的基本原理是：在所有并联的LLC谐振变换器的谐振参数都一致的情况下，N相交错并联LLC谐振变换器工作在输出电流纹波抵消效果最好的额定错相角(通常而言，N相交错并联LLC谐振变换器输出电流纹波抵消效果最好的额定错相角为180°/N，但对于三相并联LLC谐振变换器，由于空间对称性，变换器错相120°和错相60°都可以实现最好的输出电流纹波抵消效果)，串接在LLC谐振变换器谐振腔内的虚拟受控电压源在该相LLC谐振变换器的脉冲正半周和负半周的平均值分别为零；当出现并联的LLC谐振变换器的谐振参数不一致的情况，导致各相LLC谐振变换器的输出电流不一样。此时，控制器的均流环根据检测的各相变换器输出电流调节各相LLC谐振变换器之间的相位差，使得虚拟受控电压源的等效幅值和相位分别发生变化，从而改变对应相得LLC谐振变换器谐振腔的等效输入电压幅值及谐振腔电流，使其输出电流朝趋近1/N总输出电流，最终实现各相LLC谐振变换器输出均流。
本发明的有益效果在于：通过变压器辅助绕组构造的虚拟受控电压源理论上不会给电路带来损耗，因此可以实现高效率。通过控制器的均流环调节并联LLC谐振变换器的相位的方法实现简单，在并联LLC谐振变换器的各相谐振参数发生较大偏差情况下，各相变换器之间的错相角与理论上实现输出电流纹波抵消效果最好的额定错相角偏差仍较小，因此能够实现较好的输出电流纹波抵消效果。
附图说明
图1为输入串联输出并联的两相变换器连接框图
图2为一种现有技术的输入串联输出并联的两相半桥LLC谐振变换器
图3为另一种现有技术的基于飞跨电容的两相半桥LLC谐振变换器
图4为本发明的多相均流的LLC谐振变换器装置的第一实施例示意图
图5为本发明多相均流的LLC谐振变换器装置的第一实施例中的虚拟受控电压源Vaux1在谐振腔中的等效变换示意图
图6为本发明的多相均流的LLC谐振变换器装置的第一实施例中利用虚拟受控电压源调控变换器实现均流的原理波形示意图
图7为本发明的多相均流的LLC谐振变换器装置的第二实施例示意图
图8为本发明多相均流的LLC谐振变换器装置的第二实施例中的虚拟受控电压源在谐振腔中的等效变换示意图
图9为本发明的多相均流的LLC谐振变换器装置的第二实施例中利用虚拟受控电压源调控变换器实现均流的原理波形示意图
图10为本发明的多相均流的LLC谐振变换器装置的第三实施例示意图
图11为本发明的多相均流的LLC谐振变换器装置的第三实施例中的虚拟受控电压源在谐振腔中的等效变换示意图
图12为本发明的多相均流的LLC谐振变换器装置的第三实施例中利用虚拟受控电压源调控变换器实现均流的原理波形示意图
具体实施方式
以下结合本发明电路图以及具体实施例对本发明进行详细说明。在本发明的描述中，LLC谐振变换器的一个开关周期对应360°相角，各相LLC谐振变换器的相位由其开关桥臂的驱动信号的相位确定。
图4示出本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置的第一实施例，包含由A相LLC谐振变换器和B相LLC谐振变换器构成的两相交错并联谐振器及控制器101，即并联变换器的相数N＝2。其中，
A相LLC谐振变换器包括开关管Q11和开关管Q12构成的开关桥臂、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、变压器T1、整流管Q13、整流管Q14和输出电容Co1，B相LLC谐振变换器包括开关管Q21和开关管Q22构成的开关桥臂、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2、变压器T2、变压器T1的辅助绕组Waux1构成的虚拟受控电压源Vaux1、整流管Q23、整流管Q24和输出电容Co2。
开关管Q11的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q12的漏极及谐振电容Cr1的一端，开关管Q12的源极接原边地，谐振电容Cr1的另一端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接变压器T1的原边绕组的同名端，变压器T1的原边绕组的异名端接原边地，变压器T1的第一副边绕组的同名端接整流管Q13的源极，整流管Q13的漏极接输出电容Co1的正端，变压器T1的第二副边绕组的同名端接变压器T1的第一副边绕组的异名端及输出电容Co1的负端，变压器T1的第二副边绕组的异名端接整流管Q14的源极，整流管Q14的漏极接输出电容Co1的正端。
开关管Q21的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q22的漏极和变压器T1的辅助绕组的异名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T1的辅助绕组的同名端接变压器T2的原边绕组的同名端，变压器T2的原边绕组的异名端接谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端接谐振电容Cr2的一端，谐振电容Cr2的另一端接原边地，变压器T2的第一副边绕组的同名端接整流管Q23的源极，整流管Q23的漏极接输出电容Co2的正端，变压器T2的第二副边绕组的同名端接变压器T2的第一副边绕组的异名端及输出电容Co2的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q24的源极，整流管Q24的漏极接输出电容Co2的正端。
输出电容Co1的输出端与输出电容Co2的输出端并联。
控制器101接收所述交错并联谐振器的输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB、A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB，输出开关管Q11～Q22的驱动信号VG11～VG22。其中，VG11和VG12为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG21和VG22为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号。控制器101根据接收输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB，通过内部电压环或电流环调节A相和B相并联LLC谐振变换器的开关频率同时变化来调节输出电压或者总输出电流；进一步，所述控制器101根据A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB之间的偏差，通过均流环调节B相LLC谐振变换器和A相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现两相LLC谐振变换器输出电流均流。
为了更直观地说明图4所示本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置的第一实施例的均流原理，图5示出了B相LLC谐振变换器的谐振腔引入A相变压器辅助绕组Waux1构建的虚拟受控电压源Vaux1的等效变换示意图。其中Vac2为B相LLC谐振变换器的谐振腔的交流输入电压。Vx2为Vac2与Vaux1合成后B相谐振腔的等效输入电压，
Figure BDA0003032404050000091
。
图6示出在图4所示本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置的第一实施例中利用虚拟受控电压源调控变换器实现均流的原理波形示意图。其调控原理为：
不失一般性，假设A相为主相，其相位保持不变。当两相LLC谐振变换器错相90°时，如图6(a)所示，A相变换器的变压器辅助绕组Waux1构建的虚拟受控电压源vaux1在B相变换器的脉冲正半周和负半周的平均值分别为零。这意味着错相90°是变换器的一个平衡工作点。如果谐振参数为对称参数，则两相变换器自然工作在错相90°的状态，可实现最佳的纹波抵消效果。而如果出现谐振参数不对称导致各相输出电流不相等，控制电路检测B相变换器输出电流与A相变换器输出电流进行比较之后，通过移相控制调节B相变换器相位来调节各相输出电流。例如，当B相变换器电流偏大，则增大移相角使得两相变换器之间的移相角大于90°，使得虚拟受控电压源Vaux1与B相变换器的交流输入电压Vac2合成的谐振腔等效输入电压Vx2的等效幅值随两相变换器相位差增大而减小，从而降低B相变换器电流，同时A相变换器电流增大，直至两相变换器输出电流相等，如图6(b)所示。反之，则通过减小相位差来增大B相变换器谐振腔等效输入电压vx2的等效幅值和相位，如图6(c)所示。
本领域技术人员不难理解，图4示出本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置的第一实施例中，A相和B相名称定义仅是为了描述方便，并无特殊指定含义。
图7示出本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置的第二实施例，包含由A相LLC谐振变换器和B相LLC谐振变换器构成的两相交错并联谐振器及控制器101，即并联变换器的相数N＝2。其中，
A相LLC谐振变换器包括开关管Q11和开关管Q12构成的开关桥臂、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1，变压器T1、变压器T2的辅助绕组Waux2、整流管Q13、整流管Q14和输出电容Co1，B相LLC谐振变换器包括开关管Q21和开关管Q22构成的开关桥臂、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2，变压器T2、变压器T1的辅助绕组Waux1、整流管Q23、整流管Q24和输出电容Co2。
开关管Q11的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q12的漏极及变压器T2的辅助绕组Waux2的异名端，开关管Q12的源极接原边地，变压器T2的辅助绕组Waux2的同名端接变压器T1原边绕组的同名端，变压器T1原边绕组的异名端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接谐振电容Cr1的一端，谐振电容Cr1的另一端接原边地，变压器T1的第一副边绕组的同名端接整流管Q13的源极，整流管Q13的漏极接输出电容Co1的正端，变压器T1的第二副边绕组的同名端接变压器T1的第一副边绕组的异名端及输出电容Co1的负端，变压器T1的第二副边绕组的异名端接整流管Q14的源极，整流管Q14的漏极接输出电容Co1的正端。
开关管Q21的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q22的漏极和变压器T1的辅助绕组的异名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T1的辅助绕组的同名端接变压器T2的原边绕组的同名端，变压器T2的原边绕组的异名端接谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端接谐振电容Cr2的一端，谐振电容Cr2的另一端接原边地，变压器T2的第一副边绕组的同名端接整流管Q23的源极，整流管Q23的漏极接输出电容Co2的正端，变压器T2的第二副边绕组的同名端接变压器T2的第一副边绕组的异名端及输出电容Co2的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q24的源极，整流管Q24的漏极接输出电容Co2的正端。
输出电容Co1的输出端与输出电容Co2的输出端并联。
控制器101接收所述交错并联谐振器的输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB、A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB，输出开关管Q11～Q22的驱动信号VG11～VG22。其中，VG11和VG12为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG21和VG22为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号。控制器101根据接收输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB，通过内部电压环或电流环调节A相和B相并联LLC谐振变换器的开关频率同时变化来调节输出电压或者总输出电流；进一步，所述控制器101根据A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB之间的偏差，通过均流环调节B相LLC谐振变换器和A相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现两相LLC谐振变换器输出电流均流。
为了更直观地说明图7所示本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置的第二实施例的均流原理，图8示出了在两相LLC谐振变换器的谐振腔交错引入另一相变压器辅助绕组构建的虚拟受控电压源的等效变换示意图。其中Vac1为A相LLC谐振变换器的谐振腔的交流输入电压。Vx1为Vac1与Vaux2合成后A相谐振腔的等效输入电压，
Figure BDA0003032404050000111
。
类似的，图9示出在图7所示本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置的第二实施例中利用虚拟受控电压源调控变换器实现均流的原理示意图。其调控原理为：
不失一般性，假设A相变换器为主相，其相位保持不变。在两相变换器错相90°时，辅助绕组构建的虚拟电压源vaux1和vaux2在对应变换器的脉冲正半周和负半周的平均值分别为零，如图9(a)所示。这意味着如果谐振参数为对称参数，则两相变换器自然工作在错相90°的状态。当出现谐振参数不对称导致各相输出电流不相等，控制电路检测B相变换器输出电流与A相变换器输出电流进行比较之后，通过移相控制调节B相变换器相位来调节各相输出电流。例如，当B相变换器电流偏大，则增大移相角使得两相变换器的移相角大于90°，使得虚拟电压源Vaux1与B相变换器等效交流输入电压Vac2合成的B相变换器谐振腔输入电压Vx2的等效幅值减小；同时，虚拟电压源vaux2与A相变换器等效交流输入电压Vac1合成的A相变换器谐振腔输入电压Vx1的等效幅值增大，使得A相变换器电流增加，直至两相输出电流相等，如图9(b)所示。反之，则减小移相角，使得调节趋势相反，如图9(c)所示。
图10示出本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置的第三实施例，包含由A相LLC谐振变换器、B相LLC谐振变换器和C相LLC谐振变换器构成的三相交错并联谐振器及控制器101，即并联变换器相数N＝3，其中，
A相LLC谐振变换器包括开关管Q11和开关管Q12构成的开关桥臂、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1，变压器T1、变压器T3的第一辅助绕组Waux31、变压器T2的第一辅助绕组Waux21、整流管Q13、整流管Q14和输出电容Co1；B相LLC谐振变换器包括开关管Q21和开关管Q22构成的开关桥臂、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2，变压器T2、变压器T1的第一辅助绕组Waux11、变压器T3的第二辅助绕组Waux32、整流管Q23、整流管Q24和输出电容Co2；C相LLC谐振变换器包括开关管Q31和开关管Q32构成的开关桥臂、谐振电容Cr3、谐振电感Lr3，变压器T3、变压器T2的第二辅助绕组Waux22、变压器T1的第二辅助绕组Waux12、整流管Q33、整流管Q34和输出电容Co3。
开关管Q11的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q12的漏极及变压器T3的第一辅助绕组Waux31的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T3的第一辅助绕组Waux31的异名端接变压器T2的第一辅助绕组Waux21的异名端、变压器T2的第一辅助绕组Waux21的同名端接变压器T1原边绕组的同名端，变压器T1原边绕组的异名端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接谐振电容Cr1的一端，谐振电容Cr1的另一端接原边地，变压器T1的第一副边绕组的同名端接整流管Q13的源极，整流管Q13的漏极接输出电容Co1的正端，变压器T1的第二副边绕组的同名端接变压器T1的第一副边绕组的异名端及输出电容Co1的负端，变压器T1的第二副边绕组的异名端接整流管Q14的源极，整流管Q14的漏极接输出电容Co1的正端。
开关管Q21的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q22的漏极和变压器T1的第一辅助绕组Waux11的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T1的第一辅助绕组Waux11的异名端接变压器T3的第二辅助绕组Waux32的异名端，变压器T3的第二辅助绕组Waux32的同名端接变压器T2的原边绕组的同名端，变压器T2的原边绕组的异名端接谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端接谐振电容Cr2的一端，谐振电容Cr2的另一端接原边地，变压器T2的第一副边绕组的同名端接整流管Q23的源极，整流管Q23的漏极接输出电容Co2的正端，变压器T2的第二副边绕组的同名端接变压器T2的第一副边绕组的异名端及输出电容Co2的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q24的源极，整流管Q24的漏极接输出电容Co2的正端。
开关管Q31的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q32的漏极和变压器T2的第二辅助绕组Waux22的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T2的第二辅助绕组Waux22的异名端接变压器T1的第二辅助绕组Waux12的异名端，变压器T1的第二辅助绕组Waux12的同名端接变压器T3的原边绕组的同名端，变压器T3的原边绕组的异名端接谐振电感Lr3的一端，谐振电感Lr3的另一端接谐振电容Cr3的一端，谐振电容Cr3的另一端接原边地，变压器T3的第一副边绕组的同名端接整流管Q33的源极，整流管Q33的漏极接输出电容Co3的正端，变压器T3的第二副边绕组的同名端接变压器T3的第一副边绕组的异名端及输出电容Co3的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q34的源极，整流管Q34的漏极接输出电容Co3的正端。
输出电容Co1的输出端、输出电容Co2的输出端和输出电容Co3的输出端并联。
控制器101接收所述交错并联谐振器的输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB、A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB、B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB和C相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io3_FB，输出开关管Q11～Q32的驱动信号VG11～VG32。其中，VG11和VG12为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG21和VG22为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG31和VG32为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号。控制器101根据接收输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB，通过内部电压环或电流环调节A相、B相和C相并联LLC谐振变换器的开关频率同时变化来调节输出电压或者总输出电流；进一步，所述控制器101根据A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB、B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB和C相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io3_FB之间的偏差，通过均流环调节各相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现各相LLC谐振变换器输出电流均流。
为了更直观地说明图10所示本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置的第三实施例的均流原理，图11示出了在三相LLC谐振变换器的谐振腔交错引入其它相变压器辅助绕组构建的虚拟受控电压源的等效变换示意图。其中，
Figure BDA0003032404050000131
Vac3为C相LLC谐振变换器的谐振腔的交流输入电压，Vx3为Vac3与Vaux21合成后C相变换器谐振腔的等效输入电压，
Figure BDA0003032404050000132
类似的，图12示出在图10所示本发明的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置的第三实施例中利用虚拟受控电压源调控变换器实现均流的原理示意图。其调控原理为：不失一般性，假设A相变换器为主相，其相位保持不变。在三相变换器错相120°时，辅助绕组构建的虚拟电压源Vaux32、Vaux13和Vaux21在对应变换器的脉冲正半周和负半周的平均值分别为零，如图12所示。这意味着如果谐振参数为对称参数，则三相变换器自然工作在错相120°的状态。当出现谐振参数不对称导致各相输出电流不相等，控制电路检测B相变换器和C相变换器输出电流与1/3总输出电流进行比较和误差放大之后，通过控制器101内部的移相控制调节B相变换器相位和C相变换器的相位来调节各相输出电流。例如，当B相变换器电流偏大，则增大B相变换器与A相变换器之间的移相角使其小于120°，使得合成后的A相变换器和C相变换器谐振腔等效输入电压Vx1和Vx3的等效幅值增大，B相谐振腔等效输入电压Vx2等效幅值减小，从而使得A相和C相变换器输出电流增大，B相变换器输出电流减小，实现输出电流均衡。
对于三相并联LLC谐振变换器，由于空间对称性，变换器错相120°和错相60°都可以实现最好的输出电流纹波抵消效果。针对变换器错相60°的情况，同样可以得到实现均流的辅助绕组构造虚拟电压源的连接方式，这里不再详述。
进一步，依照类似方式可利用变压器的辅助绕组构造虚拟受控电压源的方式构造出具有均流能力的四相甚至更多相的交错并联LLC谐振变换器，这里不再详细描述。
本领域技术人员不难理解，图4、图7和图10所示本发明的实施例中，用于实现虚拟受控电压源的变压器辅助绕组的同名端连接方式并不限于图中所示连接方式，例如可以将所有的变压器辅助绕组的同名端反向，进一步改变移相控制调节移相角的方向，电路功能依旧可以实现。
本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。
无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明或者对本发明进行拓展，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。例如，可以利用变压器的辅助绕组构造虚拟受控电压源的方式与全桥LLC谐振变换器相结合构成本发明所述的多相均流变换器装置。进一步，利用变压器的辅助绕组构造虚拟受控电压源的方式还可以与其它类型谐振变换器构造出多相均流变换器装置。
本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
基于前述本发明的实施例的描述，本发明还提供一种N相(N≥2)交错并联LLC谐振变换器装置的实现方式：
步骤1、在某一相谐振变换器中的谐振腔中，串入利用其它相LLC谐振变换器的变压器辅助绕组构造出相位超前或滞后该相变换器相位90°的虚拟受控电压源；
步骤2、参照步骤1，在N相或N-1相LLC谐振变换器中串入构造的虚拟受控电压源；
步骤3、检测交错并联谐振变换器的输出电压或者总输出电流，通过控制电路调节各相LLC谐振变换器的驱动信号频率同步变化调节输出电压或者总输出电流；
步骤4、在进行步骤3的同时，采用直接或间接方式检测出各相输出电流，通过控制电路调节各相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现各相LLC谐振变换器输出电流均流。

Claims (7)

1.多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，其特征在于，包括：
由N个LLC谐振变换器模块构成的多相交错并联LLC谐振变换器及一个控制器；
所述多相交错并联LLC谐振变换器中包含N个或N-1个虚拟受控电压源，分别串接在N相或N-1相LLC谐振变换器模块的谐振腔中；
所述控制器包含电压环或电流环，以及均流环。
2.根据权利要求1所述的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，其特征在于，所述的虚拟受控电压源由某一相LLC谐振变换器的变压器辅助绕组或若干相LLC谐振变换器的变压器辅助绕组串接构成；
所述的控制器检测多相交错并联LLC谐振变换器的输出电压或总输出电流的反馈信号，通过其内部的电压环或电流环调节所有相并联LLC谐振变换器的开关频率同步变化来调节输出电压或者总输出电流；
所述控制器检测单相LLC谐振变换器的输出电流与1/N总输出电流值之间的偏差，或每两相LLC谐振变换器之间的输出电流偏差，通过均流环调节多相并联LLC谐振变换器之间的相位差，实现所有LLC谐振变换器输出电流均流。
3.根据权利要求1所述的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，其特征在于，所述多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置为两相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，包括：
A相LLC谐振变换器：所述A相LLC谐振变换器包括开关管Q11和开关管Q12构成的开关桥臂、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1、变压器T1、整流管Q13、整流管Q14和输出电容Co1；
B相LLC谐振变换器：所述B相LLC谐振变换器包括开关管Q21和开关管Q22构成的开关桥臂、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2、变压器T2、变压器T1的辅助绕组Waux1构成的虚拟受控电压源Vaux1、整流管Q23、整流管Q24和输出电容Co2；
及控制器101；
其中：开关管Q11的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q12的漏极及谐振电容Cr1的一端，开关管Q12的源极接原边地，谐振电容Cr1的另一端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接变压器T1的原边绕组的同名端，变压器T1的原边绕组的异名端接原边地，变压器T1的第一副边绕组的同名端接整流管Q13的源极，整流管Q13的漏极接输出电容Co1的正端，变压器T1的第二副边绕组的同名端接变压器T1的第一副边绕组的异名端及输出电容Co1的负端，变压器T1的第二副边绕组的异名端接整流管Q14的源极，整流管Q14的漏极接输出电容Co1的正端；
开关管Q21的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q22的漏极和变压器T1的辅助绕组的异名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T1的辅助绕组的同名端接变压器T2的原边绕组的同名端，变压器T2的原边绕组的异名端接谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端接谐振电容Cr2的一端，谐振电容Cr2的另一端接原边地，变压器T2的第一副边绕组的同名端接整流管Q23的源极，整流管Q23的漏极接输出电容Co2的正端，变压器T2的第二副边绕组的同名端接变压器T2的第一副边绕组的异名端及输出电容Co2的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q24的源极，整流管Q24的漏极接输出电容Co2的正端；
输出电容Co1的输出端与输出电容Co2的输出端并联；
控制器101接收所述交错并联谐振器的输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB、A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB，输出开关管Q11～Q22的驱动信号VG11～VG22；
其中，VG11和VG12为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG21和VG22为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号；
控制器101根据接收输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB，通过内部电压环或电流环调节A相和B相并联LLC谐振变换器的开关频率同步变化来调节输出电压或者总输出电流；进一步，所述控制器101根据A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB之间的偏差，通过均流环调节B相LLC谐振变换器和A相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现两相LLC谐振变换器输出电流均流。
4.根据权利要求1所述的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，其特征在于，所述多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置为两相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，包括：
A相LLC谐振变换器：所述A相LLC谐振变换器包括开关管Q11和开关管Q12构成的开关桥臂、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1，变压器T1、变压器T2的辅助绕组Waux2、整流管Q13、整流管Q14和输出电容Co1；
B相LLC谐振变换器：所述B相LLC谐振变换器包括开关管Q21和开关管Q22构成的开关桥臂、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2，变压器T2、变压器T1的辅助绕组Waux1、整流管Q23、整流管Q24和输出电容Co2；
及控制器101；
其中：开关管Q11的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q12的漏极及变压器T2的辅助绕组Waux2的异名端，开关管Q12的源极接原边地，变压器T2的辅助绕组Waux2的同名端接变压器T1原边绕组的同名端，变压器T1原边绕组的异名端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接谐振电容Cr1的一端，谐振电容Cr1的另一端接原边地，变压器T1的第一副边绕组的同名端接整流管Q13的源极，整流管Q13的漏极接输出电容Co1的正端，变压器T1的第二副边绕组的同名端接变压器T1的第一副边绕组的异名端及输出电容Co1的负端，变压器T1的第二副边绕组的异名端接整流管Q14的源极，整流管Q14的漏极接输出电容Co1的正端；
开关管Q21的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q22的漏极和变压器T1的辅助绕组的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T1的辅助绕组的异名端接变压器T2的原边绕组的同名端，变压器T2的原边绕组的异名端接谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端接谐振电容Cr2的一端，谐振电容Cr2的另一端接原边地，变压器T2的第一副边绕组的同名端接整流管Q23的源极，整流管Q23的漏极接输出电容Co2的正端，变压器T2的第二副边绕组的同名端接变压器T2的第一副边绕组的异名端及输出电容Co2的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q24的源极，整流管Q24的漏极接输出电容Co2的正端；
输出电容Co1的输出端与输出电容Co2的输出端并联；
控制器101接收所述交错并联谐振器的输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB、A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB，输出开关管Q11～Q22的驱动信号VG11～VG22；
其中，VG11和VG12为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG21和VG22为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号；
控制器101根据接收输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB，通过内部电压环或电流环调节A相和B相并联LLC谐振变换器的开关频率同步变化来调节输出电压或者总输出电流；进一步，所述控制器101根据A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB和B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB之间的偏差，通过均流环调节B相LLC谐振变换器和A相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现两相LLC谐振变换器输出电流均流。
5.根据权利要求1所述的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，其特征在于，所述多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置为三相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，包括：
A相LLC谐振变换器：所述A相LLC谐振变换器包括开关管Q11和开关管Q12构成的开关桥臂、谐振电容Cr1、谐振电感Lr1，变压器T1、变压器T3的第一辅助绕组Waux31、变压器T2的第一辅助绕组Waux21、整流管Q13、整流管Q14和输出电容Co1；
B相LLC谐振变换器：所述B相LLC谐振变换器包括开关管Q21和开关管Q22构成的开关桥臂、谐振电容Cr2、谐振电感Lr2，变压器T2、变压器T1的第一辅助绕组Waux11、变压器T3的第二辅助绕组Waux32、整流管Q23、整流管Q24和输出电容Co2；
C相LLC谐振变换器：所述C相LLC谐振变换器包括开关管Q31和开关管Q32构成的开关桥臂、谐振电容Cr3、谐振电感Lr3，变压器T3、变压器T2的第二辅助绕组Waux22、变压器T1的第二辅助绕组Waux12、整流管Q33、整流管Q34和输出电容Co3；及控制器101；
其中，开关管Q11的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q12的漏极及变压器T3的第一辅助绕组Waux31的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T3的第一辅助绕组Waux31的异名端接变压器T2的第一辅助绕组Waux21的异名端、变压器T2的第一辅助绕组Waux21的同名端接变压器T1原边绕组的同名端，变压器T1原边绕组的异名端接谐振电感Lr1的一端，谐振电感Lr1的另一端接谐振电容Cr1的一端，谐振电容Cr1的另一端接原边地，变压器T1的第一副边绕组的同名端接整流管Q13的源极，整流管Q13的漏极接输出电容Co1的正端，变压器T1的第二副边绕组的同名端接变压器T1的第一副边绕组的异名端及输出电容Co1的负端，变压器T1的第二副边绕组的异名端接整流管Q14的源极，整流管Q14的漏极接输出电容Co1的正端；
开关管Q21的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q22的漏极和变压器T1的第一辅助绕组Waux11的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T1的第一辅助绕组Waux11的异名端接变压器T3的第二辅助绕组Waux32的异名端，变压器T3的第二辅助绕组Waux32的同名端接变压器T2的原边绕组的同名端，变压器T2的原边绕组的异名端接谐振电感Lr2的一端，谐振电感Lr2的另一端接谐振电容Cr2的一端，谐振电容Cr2的另一端接原边地，变压器T2的第一副边绕组的同名端接整流管Q23的源极，整流管Q23的漏极接输出电容Co2的正端，变压器T2的第二副边绕组的同名端接变压器T2的第一副边绕组的异名端及输出电容Co2的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q24的源极，整流管Q24的漏极接输出电容Co2的正端；
开关管Q31的漏极接输入电压源VDC的正端，其源极接开关管Q32的漏极和变压器T2的第二辅助绕组Waux22的同名端，开关管Q22的源极接原边地，变压器T2的第二辅助绕组Waux22的异名端接变压器T1的第二辅助绕组Waux12的异名端，变压器T1的第二辅助绕组Waux12的同名端接变压器T3的原边绕组的同名端，变压器T3的原边绕组的异名端接谐振电感Lr3的一端，谐振电感Lr3的另一端接谐振电容Cr3的一端，谐振电容Cr3的另一端接原边地，变压器T3的第一副边绕组的同名端接整流管Q33的源极，整流管Q33的漏极接输出电容Co3的正端，变压器T3的第二副边绕组的同名端接变压器T3的第一副边绕组的异名端及输出电容Co3的负端，变压器T2的第二副边绕组的异名端接整流管Q34的源极，整流管Q34的漏极接输出电容Co3的正端；
输出电容Co1的输出端、输出电容Co2的输出端和输出电容Co3的输出端并联；
控制器101接收所述交错并联谐振器的输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB、A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB、B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB和C相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io3_FB，输出开关管Q11～Q32的驱动信号VG11～VG32；
其中，VG11和VG12为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG21和VG22为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号，VG31和VG32为留有一定死区时间、占空比接近50％、两两互补的方波脉冲信号；
控制器101根据接收输出电压的反馈信号Vo_FB或总输出电流的反馈信号Io_FB，通过内部电压环或电流环调节A相、B相和C相并联LLC谐振变换器的开关频率同步变化来调节输出电压或者总输出电流；进一步，所述控制器101根据A相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io1_FB、B相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io2_FB和C相LLC谐振变换器的输出电流反馈信号Io3_FB之间的偏差，通过均流环调节各相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现各相LLC谐振变换器输出电流均流。
6.根据权利要求3或4或5所述的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，其特征在于，所述的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置中，用于实现虚拟受控电压源的变压器辅助绕组的同名端连接方式可以全部反过来，同时对应改变移相控制调节移相角的方向。
7.一种N相交错并联LLC谐振变换器装置的实现方式适用于权利要求1所述的多相均流的交错并联LLC谐振变换器装置，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1、在某一相谐振变换器中的谐振腔中，串入利用其它相LLC谐振变换器的变压器辅助绕组构造出相位超前或滞后该相变换器相位90°的虚拟受控电压源；
步骤2、参照步骤1，在N相或N-1相LLC谐振变换器中串入构造的虚拟受控电压源；
步骤3、检测交错并联谐振变换器的输出电压或者总输出电流，通过控制电路调节各相LLC谐振变换器的驱动信号频率同步变化调节输出电压或者总输出电流；
步骤4、在进行步骤3的同时，采用直接或间接方式检测出各相输出电流，通过控制电路调节各相LLC谐振变换器的驱动信号相位差，实现各相LLC谐振变换器输出电流均流。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114928253A (zh) * 2022-07-19 2022-08-19 广东首航智慧新能源科技有限公司 一种均流控制方法、谐振变换电路及电源模块
CN116505757A (zh) * 2023-06-28 2023-07-28 湖北工业大学 一种交错并联llc谐振变换器及均流方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102324852A (zh) * 2011-08-30 2012-01-18 深圳麦格米特电气股份有限公司 一种多相错相并联双级变换器
CN106411142A (zh) * 2016-10-12 2017-02-15 杭州电子科技大学 一种宽负载范围的llc谐振变换装置
CN107666249A (zh) * 2017-11-03 2018-02-06 南京航空航天大学 基于虚拟阻抗的llc谐振变换器并联控制方法
CN112054687A (zh) * 2020-08-19 2020-12-08 杭州电子科技大学 一种多路均流的llc谐振变换器

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102324852A (zh) * 2011-08-30 2012-01-18 深圳麦格米特电气股份有限公司 一种多相错相并联双级变换器
CN106411142A (zh) * 2016-10-12 2017-02-15 杭州电子科技大学 一种宽负载范围的llc谐振变换装置
CN107666249A (zh) * 2017-11-03 2018-02-06 南京航空航天大学 基于虚拟阻抗的llc谐振变换器并联控制方法
CN112054687A (zh) * 2020-08-19 2020-12-08 杭州电子科技大学 一种多路均流的llc谐振变换器

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN114928253A (zh) * 2022-07-19 2022-08-19 广东首航智慧新能源科技有限公司 一种均流控制方法、谐振变换电路及电源模块
CN116505757A (zh) * 2023-06-28 2023-07-28 湖北工业大学 一种交错并联llc谐振变换器及均流方法
CN116505757B (zh) * 2023-06-28 2023-09-22 湖北工业大学 一种交错并联llc谐振变换器及均流方法

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