CN112054687A - 一种多路均流的llc谐振变换器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种多路均流的LLC谐振变换器，包括N个串联的输入电容、N个谐振变换器模块和输出电容Co，其中N为自然数；第N个输入电容CinN的正端接第N‑1个输入电容Cin(N‑1)的负端，第N个输入电容CinN的负端接输入电源的负端和第N个谐振变换器模块的负输入端，第N个谐振变换器模块的正输出端接输出电容Co的正端和输出负载的一端，第N个谐振变换器模块的负输出端接输出电容Co的负端和输出负载的另一端。本发明具有自动均流功能，并且可以有效提升每相输入电压，减小变换器原边电流，提高系统整体效率。

Description

一种多路均流的LLC谐振变换器
技术领域
本发明属于开关电源技术领域，涉及一种多路均流的LLC谐振变换器。
背景技术
近年来，随着对电力电子变换器高效率、高功率密度地不断追求。LLC谐振变换器以其结构简单、损耗小、功率密度高等优点，被广泛应用于各种直流-直流电能变换领域。而在中大功率应用领域，受制于单路变换器有限的功率传输能力，通常采用基于模块化设计的多路变换器实现串并联组合。各功率单元结构相同，能够实现模块化设计，有利于设备标准化以及成本控制，从而满足输入输出高电压和大电流的应用需求。
然而在实际多路并联系统中，每个模块由于制作工艺的偏差、元器件的参数差异以及环境变化引起的参数变化等原因，导致每一路变换器分担的负载电流大小不一，这将严重影响整个系统的效率、可靠性和寿命。对于采用相同频率控制的多路LLC谐振变换器该问题尤为突出，谐振功率元件之间较小的谐振元件参数差别都将会造成模块间严重的负载电流不均衡。
针对多路变换器不均流的问题，一种现有技术给出了一种基于电压增益自动调节法的两相变换器连接方式，参见图1，在该输入串联输出并联的(Input Series OutputParallel,ISOP)结构中，由于每相模块10的输入电压为输入侧串联电容电压，输入串联电容电压可以根据每相模块10功率自动调节电压增益实现均流，但是这种结构每相输入电压只有直流母线电压的1/2，原边电流相比输入并联输出并联(Input Parallel OutputParallel,IPOP)结构增大，导致变换器的导通损耗增加。图2则为根据图1框图具体构造出的两相ISOP的LLC谐振变换器。当将该方案进一步扩展到N路模块化变换器的连接，则每相输入电压将进一步减小为直流母线电压的1/N。
另一种现有技术则提出了另一种类似的适用于IPOP交错并联LLC谐振变换器的方法，其电路参见图3，该方法利用在输入侧插入电容，利用飞跨电容的充放电平衡特性去实现功率平衡和均流，但该方法同样存在每相输入电压只有直流母线电压1/2的问题，进而导致原边电流增大、损耗增加。
由此可知，上述两种方法尽管都能有效解决多路变换器的均流问题，但同时又会引入多路变换器损耗增加的新问题。为了有效解决多路谐振变换器各相不均流，同时提高整个系统的转换效率以及可靠性，针对多路LLC谐振变换器的均流问题提出行之有效的方案是一项非常具有实际意义和挑战性的工作。
发明内容
为解决上述问题，本发明提出一种基于输入电压分解和重构技术的多路均流LLC谐振变换器，该电路具有自动均流功能，并且可以有效提升每相输入电压，减小变换器原边电流，提高系统整体效率。
本发明解决技术问题所采取的技术方案为：包括N个串联的输入电容、N个谐振变换器模块和输出电容Co，其中N为自然数；
输入电源的正端接第一个输入电容Cin1的正端和第一个谐振变换器模块的正输入端，第一个输入电容Cin1的负端接第一个谐振变换器模块的负输入端，第一个谐振变换器模块的正输出端接输出电容Co的正端和输出负载的一端，第一个谐振变换器模块的负输出端接输出电容Co的负端和输出负载的另一端；第二个输入电容Cin2的正端接第一个输入电容Cin1的负端，第二个输入电容Cin2的负端接第二个谐振变换器模块的负输入端，第二个谐振变换器模块的正输出端接输出电容Co的正端和输出负载的一端，第二个谐振变换器模块的负输出端接输出电容Co的负端和输出负载的另一端；即第N个输入电容CinN的正端接第N-1个输入电容Cin(N-1)的负端，第N个输入电容CinN的负端接输入电源的负端和第N个谐振变换器模块的负输入端，第N个谐振变换器模块的正输出端接输出电容Co的正端和输出负载的一端，第N个谐振变换器模块的负输出端接输出电容Co的负端和输出负载的另一端。
优选地，所述谐振变换器模块包括电容CN、Boost电感LN、原边上下桥臂开关管QN1和QN2构成的半桥开关桥臂、谐振电感LrN、谐振电容CrN、变压器TN、输出整流二极管DN1和DN2构成的全波输出整流电路，第N个谐振变换器模块的正输入端接电容CN的一端和Boost电感LN的一端，电容CN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，Boost电感LN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的源极，原边下桥臂开关管QN2的漏极和谐振电感LrN的一端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；谐振变换器模块的负输入端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接输出整流二极管DN1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接输出整流二极管DN2的阳极，输出整流二极管DN1的阴极和输出整流二极管DN2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块的正输出端。
优选地，所述谐振变换器模块包括电容CN、Boost电感LN、原边上下桥臂开关管QN1和QN2构成的半桥开关桥臂、谐振电感LrN、谐振电容CrN、变压器TN、同步整流管DM1和DM2构成的全波输出整流电路，第N个谐振变换器模块的正输入端接电容CN的一端和Boost电感LN的一端，电容CN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，Boost电感LN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的源极，原边下桥臂开关管QN2的漏极和谐振电感LrN的一端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；谐振变换器模块的负输入端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接同步整流管DM1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接同步整流管DM2的阳极，同步整流管DM1的阴极和同步整流管DM2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块的正输出端。
优选地，所述谐振变换器模块包括电容CN、Boost电感LN、原边上下桥臂开关管QN1和QN2构成的半桥开关桥臂、谐振电感LrN、谐振电容CrN、变压器TN、输出整流二极管DN1和DN2构成的全波输出整流电路；第N个谐振变换器模块的正输入端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，原边上桥臂开关管QN1的源极接Boost电感LN的一端，原边下桥臂开关管QN2的漏极接谐振电感LrN的一端；第N个谐振变换器模块的负输入端接Boost电感LN的另一端和电容CN的一端，电容CN的另一端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接输出整流二极管DN1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接输出整流二极管DN2的阳极，输出整流二极管DN1的阴极和输出整流二极管DN2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块的正输出端。
优选地，所述谐振变换器模块包括电容CN、Boost电感LN、原边上下桥臂开关管QN1和QN2构成的半桥开关桥臂、谐振电感LrN、谐振电容CrN、变压器TN、同步整流管DM1和DM2构成的全波输出整流电路；第N个谐振变换器模块的正输入端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，原边上桥臂开关管QN1的源极接Boost电感LN的一端，原边下桥臂开关管QN2的漏极接谐振电感LrN的一端；第N个谐振变换器模块的负输入端接Boost电感LN的另一端和电容CN的一端，电容CN的另一端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接同步整流管DM1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接同步整流管DM2的阳极，同步整流管DM1的阴极和同步整流管DM2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块的正输出端。
优选地，所述谐振电感LrN、谐振电容CrN和变压器TN的原边绕组构成谐振腔元件，采用串联方式连接，且顺序可以调换。
优选地，所述谐振电感LrN、谐振电容CrN和变压器TN的原边绕组构成谐振腔元件，采用串联方式连接，且顺序可以调换。
优选地，所述原边上下桥臂开关管QN1和QN2均采用脉冲频率调制。
优选地，所述原边上下桥臂开关管QN1和QN2工作在同频率同相位的控制模式。
优选地，所述原边上下桥臂开关管QN1和QN2工作在同频率相位交错的控制模式。
优选地，所述输出整流电路还可以为全桥整流结构或者倍压整流结构。
优选地，原边开关桥臂结构还可以为四开关构成的全桥结构。
与现有技术相比，本发明的有益效果如下：
本发明一方面，多个串联的输入电容CinN与输入电压并联实现电压分解，利用串联输入电容的电压自动调节功能实现各个谐振变换器模块的自然均流；另一方面，利用外加电感LN与开关桥臂构成的准单级Boost电路实现电压重构，不需要额外开关管和控制电路。当采用脉冲频率控制时，上下桥臂开关管的脉冲信号占空比为0.5，由于Boost的升压功能，每一路谐振变换器模模块的输入电压变为传统ISOP结构下的模块输入电压两倍，从而有效减小了各路谐振变换器的原边电流，提高变换器工作效率。
本发明基于准单级Boost电路实现各路谐振变换器模模块输入电压的重构，每一路谐振变换器模模块的等效输入电压提升为传统ISOP结构下单模块输入电压的两倍；特别是对于双路变换器的情况，本发明提出的电路结构与IPOP结构下的输入电压等效。通过提升单模块的等效输入电压，可有效减小单个模块的原边电流，减小导通损耗，提升系统的整体效率。
附图说明
图1为现有技术中一种输入串联输出并联的双路变换器的电路原理图；
图2为图1现有技术中一种输入串联输出并联的双路半桥LLC谐振变换器的电路原理图；
图3为现有技术中另一种基于飞跨电容的双路半桥LLC谐振变换器的电路原理图；
图4为本发明一具体实施例的多路均流的LLC谐振变换器的电路原理图；
图5为本发明又一具体实施例的多路均流的LLC谐振变换器中谐振变换器魔块的电路原理图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
相反，本发明涵盖任何由权利要求定义的在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方案。进一步，为了使公众对本发明有更好的了解，在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。
参见图4，包括N个串联的输入电容、N个谐振变换器模块11和输出电容Co，其中N为自然数；
输入电源的正端接第一个输入电容Cin1的正端和第一个谐振变换器模块11的正输入端，第一个输入电容Cin1的负端接第一个谐振变换器模块11的负输入端，第一个谐振变换器模块11的正输出端接输出电容Co的正端和输出负载的一端，第一个谐振变换器模块11的负输出端接输出电容Co的负端和输出负载的另一端；第二个输入电容Cin2的正端接第一个输入电容Cin1的负端，第二个输入电容Cin2的负端接第二个谐振变换器模块11的负输入端，第二个谐振变换器模块11的正输出端接输出电容Co的正端和输出负载的一端，第二个谐振变换器模块11的负输出端接输出电容Co的负端和输出负载的另一端；即第N个输入电容CinN的正端接第N-1个输入电容Cin(N-1)的负端，第N个输入电容CinN的负端接输入电源的负端和第N个谐振变换器模块11的负输入端，第N个谐振变换器模块11的正输出端接输出电容Co的正端和输出负载的一端，第N个谐振变换器模块11的负输出端接输出电容Co的负端和输出负载的另一端。
谐振变换器模块11包括电容CN、Boost电感LN、原边上下桥臂开关管QN1和QN2、谐振电感LrN、谐振电容CrN、变压器TN、输出整流二极管DN1和DN2，第N个谐振变换器模块11的正输入端接电容CN的一端和Boost电感LN的一端，电容CN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，Boost电感LN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的源极，原边下桥臂开关管QN2的漏极和谐振电感LrN的一端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；谐振变换器模块11的负输入端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接输出整流二极管DN1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块11的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接输出整流二极管DN2的阳极，输出整流二极管DN1的阴极和输出整流二极管DN2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块11的正输出端。
本发明的输入电容CinN和各路谐振变换器模块11内的电容CN采用电容CN的负端与输入电容CinN的正端相连，谐振变换器模块11内电容CN的正端和输入电容CinN的负端则构成了LLC变换器谐振腔的输入端。
根据ISOP结构的基本原理，多个串联的输入电容CinN与输入电压并联实现电压分解，同时通过自动调节输入电容的电压实现各路谐振变换器模块11的自然均流。为了克服各路输入电压减小导致的原边电流增大和系统导通损耗增加，通过外加电感LN与开关桥臂构成的准单级Boost电路实现电压重构和提升。当谐振变换器模块11采用脉冲频率控制时，上下桥臂开关管的脉冲信号占空比为0.5，因此每一路谐振变换器模块11的输入电压变为ISOP结构下的两倍作为谐振腔的输入电压。特别是对于双路变换器的情况，本发明提出的电路结构与双路IPOP结构完全等效。通过提升谐振变换器模块11内谐振腔的等效输入电压，从而有效减小了各路谐振变换器模块11的原边电流，进而提高变换器工作效率。与此同时，可以采用模块化设计扩展出任意多路均流的LLC谐振变换器以满足高压输入的应用场合。
具体实施例中，谐振变换器模块11包括电容CN、Boost电感LN、原边上下桥臂开关管QN1和QN2、谐振电感LrN、谐振电容CrN、变压器TN、同步整流管DM1和DM2，第N个谐振变换器模块11的正输入端接电容CN的一端和Boost电感LN的一端，电容CN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，Boost电感LN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的源极，原边下桥臂开关管QN2的漏极和谐振电感LrN的一端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；谐振变换器模块11的负输入端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接同步整流管DM1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块11的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接同步整流管DM2的阳极，同步整流管DM1的阴极和同步整流管DM2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块11的正输出端。
参见图5，又一具体实施例中谐振变换器模块11的构成不同，包括电容CN、Boost电感LN、原边上下桥臂开关管QN1和QN2、谐振电感LrN、谐振电容CrN、变压器TN、输出整流二极管DN1和DN2；第N个谐振变换器模块11的正输入端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，原边上桥臂开关管QN1的源极接Boost电感LN的一端，原边下桥臂开关管QN2的漏极接谐振电感LrN的一端；第N个谐振变换器模块11的负输入端接Boost电感LN的另一端和电容CN的一端，电容CN的另一端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接输出整流二极管DN1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块11的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接输出整流二极管DN2的阳极，输出整流二极管DN1的阴极和输出整流二极管DN2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块11的正输出端。
本领域技术人员不难理解，图4中的谐振变换器模块11构成方式和图5中的谐振变换器模块11构成方式在电路功能上完全等效。
由变压器TN的副边第一绕组、副边第二绕组、以及输出整流二极管DN1和DN2构成的全波整流电路，也可采用全桥整流电路等，二极管也可采用同步整流管代替，同步整流管代替的方案在上述实施例中已阐述。
具体实施例中，谐振变换器模块11包括电容CN、Boost电感LN、原边上下桥臂开关管QN1和QN2、谐振电感LrN、谐振电容CrN、变压器TN、同步整流管DM1和DM2；第N个谐振变换器模块11的正输入端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，原边上桥臂开关管QN1的源极接Boost电感LN的一端，原边下桥臂开关管QN2的漏极接谐振电感LrN的一端；第N个谐振变换器模块11的负输入端接Boost电感LN的另一端和电容CN的一端，电容CN的另一端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接同步整流管DM1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块11的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接同步整流管DM2的阳极，同步整流管DM1的阴极和同步整流管DM2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块11的正输出端。
谐振电感LrN、谐振电容CrN和变压器TN的原边绕组构成谐振腔元件，采用串联方式连接，且顺序可以调换。
原边上下桥臂开关管QN1和QN2均采用脉冲频率调制，原边上下桥臂开关管QN1和QN2工作在同频率同相位的控制模式或同频率相位交错的控制模式。
本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。
无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的若干具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。
本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。
在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。
如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。
以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种多路均流的LLC谐振变换器，其特征在于，包括N个串联的输入电容、N个谐振变换器模块和输出电容Co，其中N为自然数；
输入电源的正端接第一个输入电容Cin1的正端和第一个谐振变换器模块的正输入端，第一个输入电容Cin1的负端接第一个谐振变换器模块的负输入端，第一个谐振变换器模块的正输出端接输出电容Co的正端和输出负载的一端，第一个谐振变换器模块的负输出端接输出电容Co的负端和输出负载的另一端；第二个输入电容Cin2的正端接第一个输入电容Cin1的负端，第二个输入电容Cin2的负端接第二个谐振变换器模块的负输入端，第二个谐振变换器模块的正输出端接输出电容Co的正端和输出负载的一端，第二个谐振变换器模块的负输出端接输出电容Co的负端和输出负载的另一端；即第N个输入电容CinN的正端接第N-1个输入电容Cin(N-1)的负端，第N个输入电容CinN的负端接输入电源的负端和第N个谐振变换器模块的负输入端，第N个谐振变换器模块的正输出端接输出电容Co的正端和输出负载的一端，第N个谐振变换器模块的负输出端接输出电容Co的负端和输出负载的另一端。
所述谐振变换器模块包括电容CN、Boost电感LN、原边开关桥臂、谐振电感LrN、谐振电容CrN、变压器TN、输出整流电路。
2.根据权利要求1所述的多路均流的LLC谐振变换器，其特征在于，所述输出整流电路为全波整流结构、全桥整流结构或者倍压整流结构。
3.根据权利要求1所述的多路均流的LLC谐振变换器，其特征在于，所述原边开关桥臂为半桥结构，包括开关管QN1和QN2；输出整流电路为全波整流结构，包括输出整流二极管DN1和输出整流二极管DN2；第N个谐振变换器模块的正输入端接电容CN的一端和Boost电感LN的一端，电容CN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，Boost电感LN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的源极，原边下桥臂开关管QN2的漏极和谐振电感LrN的一端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；谐振变换器模块的负输入端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接输出整流二极管DN1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接输出整流二极管DN2的阳极，输出整流二极管DN1的阴极和输出整流二极管DN2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块的正输出端。
4.根据权利要求1所述的多路均流的LLC谐振变换器，其特征在于，原边开关桥臂为半桥结构，包括开关管QN1和QN2；输出整流电路为全波整流结构，包括输出整流二极管DN1和输出整流二极管DN2；第N个谐振变换器模块的正输入端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，原边上桥臂开关管QN1的源极接Boost电感LN的一端，原边下桥臂开关管QN2的漏极接谐振电感LrN的一端；第N个谐振变换器模块的负输入端接Boost电感LN的另一端和电容CN的一端，电容CN的另一端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接输出整流二极管DN1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接输出整流二极管DN2的阳极，输出整流二极管DN1的阴极和输出整流二极管DN2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块的正输出端。
5.根据权利要求1所述的多路均流的LLC谐振变换器，其特征在于，原边开关桥臂为半桥结构，包括开关管QN1和QN2；输出整流电路为全波整流结构，包括同步整流管DN1和同步整流管管DN2；第N个谐振变换器模块的正输入端接电容CN的一端和Boost电感LN的一端，电容CN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，Boost电感LN的另一端接原边上桥臂开关管QN1的源极，原边下桥臂开关管QN2的漏极和谐振电感LrN的一端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；谐振变换器模块的负输入端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接同步整流管DN1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接同步整流管DN2的阳极，同步整流管DN1的阴极和同步整流管DN2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块的正输出端。
6.根据权利要求1所述的多路均流的LLC谐振变换器，其特征在于，原边开关桥臂为半桥结构，包括开关管QN1和QN2；输出整流电路为全波整流结构，包括同步整流管DN1和同步整流管DN2；第N个谐振变换器模块的正输入端接原边上桥臂开关管QN1的漏极，原边上桥臂开关管QN1的源极接Boost电感LN的一端，原边下桥臂开关管QN2的漏极接谐振电感LrN的一端；第N个谐振变换器模块的负输入端接Boost电感LN的另一端和电容CN的一端，电容CN的另一端接原边下桥臂开关管QN2的源极和变压器TN原边绕组的异名端；谐振电感LrN的另一端接谐振电容CrN的一端，CrN的另一端接变压器TN原边绕组的同名端；变压器TN副边第一绕组的同名端接同步整流管DN1的阳极，变压器TN副边第一绕组的异名端接第二绕组的同名端和第N个谐振变换器模块的负输出端，变压器TN副边第二绕组的异名端接同步整流管DN2的阳极，同步整流管DN1的阴极和同步整流管DN2的阴极相连，并连接第N个谐振变换器模块的正输出端。
7.根据权利要求1所述的多路均流的LLC谐振变换器，其特征在于，所述谐振电感LrN、谐振电容CrN和变压器TN的原边绕组构成谐振腔元件，采用串联方式连接，且顺序可以调换。
8.根据权利要求3或4所述的多路均流的LLC谐振变换器，其特征在于，所述开关管QN1和QN2均采用脉冲频率调制。
9.根据权利要求3或4所述的多路均流的LLC谐振变换器，其特征在于，所述开关管QN1和QN2工作在同频率同相位的控制模式。
10.根据权利要求3或4所述的多路均流的LLC谐振变换器，其特征在于，所述开关管QN1和QN2工作在同频率相位交错的控制模式。
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