CN115189575B - 高压直流变换器及其调压方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种高压直流变换器及其调压方法，包括两个串联的全桥逆变器、六个谐振滤波电路、变压器及整流电路，整流电路输出端串联形成高压直流输出。通过根据目标工况合理配置七个工作模式的额定增益，在宽范围调压时降低了谐振腔增益变化范围，逆变器均工作于谐振频率点附近，有效降低开关损耗，实现宽范围输出条件下高效率的直流电能变换。

Description

高压直流变换器及其调压方法

技术领域

本发明涉及开关变换器技术领域，特别是一种高压直流变换器及其调压方法。

背景技术

随着高压电器设备的发展，宽范围高压直流变换器已广泛应用于工业生产，国防战备，轨道交通等各个领域中，且随着全球能源及环境问题日益凸显，如何在宽范围输出条件下保持高效的高压直流电能变换已成为当今研究热点。

传统的工频变压器升压的高压变换器体积笨重、效率较低；在开关式变换器中主集中于移相全桥变换器与谐振式变换器，其中移相全桥变换器在宽范围调压或轻载时滞后桥臂难以实现软开关，且器件关断损耗高；谐振式变换器因其固有的软开关特性在大功率场合中得到广泛应用，但受变压器副边寄生电容影响，常规LLC谐振式变换器无法实现宽范围调压，而LCC变换器内部环流能量大，在大范围调压时效率下降明显，加权效率低。

综上，目前的常规高压直流变换器难以实现宽范围高效率的电能变换，无法满足日益严苛的应用需求。如何在宽范围输出条件下，提高变换器的加权效率，是目前宽范围高压直流变换器的技术难点。

CN104753369A公开了一种高频隔离交直流变换电路及其控制方法，其在变压器的原边和副边侧均采用可控器件，通过控制原边和副边两侧的开通时序，使得能量能够在原边和副边间形成双向流动；利用高频谐振状态实现软开关，降低桥式逆变电路可控器件的开关损耗，实现能量高效率变换。该方案通过调节频率和占空比大小，即通过改变谐振腔的阻抗分布，或逆变器输出方波电压占空比实现电压调节，在宽范围输出时，频率变化范围大或者占空比变化范围大均会导致关断电流大，开关损耗大，影响变换器效率。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种高压直流变换器及其调压方法，实现宽范围输出下的高效率电能变换。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种高压直流变换器，包括：

两个全桥逆变器，该两个全桥逆变器输入侧串联，所述两个全桥逆变器的四个半桥桥臂中点两两组合，形成六个方波电压输出端；

六个谐振滤波电路，分别与所述六个方波电压输出端对应连接；

每个所述谐振滤波电路均与一变压器的原边绕组连接；

每个变压器至少接一个整流单元；

其中，第一、第二个方波电压输出端为第一组；第三、第四个方波电压输出端为第二组；第五、第六个方波电压输出端为第三组；

第一组对应的两个整流单元输出端串联或并联，得到第一整流电路；第二组对应的两个整流单元输出端串联或并联，得到第二整流电路；第三组对应的两个整流单元输出端串联或并联，得到第三整流电路；

所述第一整流电路、第二整流电路、第三整流电路的输出端依次串联。

本发明采用两个全桥逆变器，且两个全桥逆变器输入侧串联，用较低耐压的器件能带来更低的导通损耗，效率高。采用两个逆变桥实现大功率输出，相较于多个模块组合结构，辅助供电、控制电路等得到简化，降低了控制系统的复杂度和体积。

本发明中的宽范围，是指输出电压增益最大值与最小值的比值较大，例如大于2。

本发明的高压直流变换器效率高：常规谐振式变换器通过调节谐振腔阻抗分布与输入方波电压的占空比调节输出电压；本发明在此基础上增加7个模式切换的控制自由度，降低了宽范围调压时的频率变化范围，有利于减少开关损耗，也有利于优化无源器件，提升效率；应用范围广：较于现有的通过全桥半桥切换将增益以1，1/2，1/4比例分段，本发明额定工作点增益分段可自定义。针对多个固定电压点运行场合，通过配置三组变换器的增益，可使得变换器在多个工作点，都工作于效率最佳频率点；便于系统集成：高压大电流输出系统往往采取多模块组合方式，本发明单机实现高压输出，多机输出端并联即可实现高压大电流系统方案，相较于单机输出低压大电流，多机输出端串联的系统方案，本发明具有轻载时单机可直接运行、模块可以统一设计，无需对串联于不同位置的模块单独增减绝缘的特点。此变换器采取变压器实现原副边电压隔离，较于非隔离式变换器，安全可靠。

为了均衡两个输入直流母线电容的电压，降低逆变电路中开关管的电压应力，本发明每一组中，两个谐振滤波电路结构相同，两个变压器结构相同。

所述变压器为单相双绕组变压器，或者单相多绕组变压器。根据设计的三组整流电路输出电压与二极管器件耐压等级采用单相双绕组变压器或单相多绕组变压器，降低单个整流电路的输入电压，避免高电压直接整流时低压二极管串联的电压不均衡问题。

每个变压器连接的整流单元数量与该变压器的副边绕组数量相同。

本发明中，三组变压器的绝缘等级、绝缘结构均不同，且当采取倍压整流电路作为最高电势位置的整流电路时，三组变压器原、副边电压均远低于高压直流变换器的输出电压。第一组变压器的绝缘等级最高，第二组、第三组变压器的绝缘等级依次降低。

所述整流单元为桥式整流电路或倍压整流电路。在输出高压时，与接地点电压差较小的整流单元采用桥式整流电路，输出电压纹波小，随负载增加电压跌落低；与接地点存在较大压差的整流单元采用倍压整流电路，有效降低变压器原副边隔离电压，但纹波较大，随负载增加电压跌落较高。

输出额定电压时，所述全桥逆变器的开关频率略大于谐振电感L_ri与谐振电容C_ri的谐振频率，即

整个工作范围内，全桥逆变器的工作频率范围在谐振电感与谐振电容的谐振频率点附近。

本发明原副边的功率器件可实现零电压开通，接近零电流关断，效率高。

该高压直流变换器在相邻模式间切换为滞回切换，在非相邻模式间切换为直接切换；所述高压直流变换器在输出电压不变而模式改变时，采样输出电压进行输出电压闭环控制，所述高压直流变换器在输出电压与模式均改变时，经输出电压闭环实现以固定斜率变化至目标输出电压。

本发明还提供了一种上述高压直流变换器的调压方法，其包括以下步骤：

1)采样高压直流变换器的输入电压V_i，计算输出电压增益G；

2)根据所需输出电压增益G判断高压直流变换器的工作模式M，获取全桥逆变器中各半桥臂的占空比及相位；

3)采样所述高压直流变换器的输出电压v_o，并比较所述输出电压v_o与参考量V_o*，将比较后得到的差值经比例积分环节，得到开关频率f_s，根据所述占空比及相位，输出驱动信号，驱动所述全桥逆变器的开关管；其中，V_o*＝V_set，V_set为输出电压设定值。

本发明的方法还包括：

4)定时采样高压直流变换器的输入电压V_i'，读取高压直流变换器的输出电压设定值V_set'，计算高压直流变换器的增益G'并判断高压直流变换器的工作模式M'；

5)若输出电压设定值V_set'与参考量V_set相等，工作模式M'与工作模式M相同，则返回步骤3)；

若输出电压设定值V_set'与参考量V_set不相等，工作模式M'与工作模式M相同，则令V_o*＝V_set'，返回步骤3)；

若输出电压设定值V_set'与参考量V_set相等，工作模式M'与工作模式M不同，则进入步骤8)；

若输出电压设定值V_set'与参考量V_set不相等，工作模式M'与工作模式M不同，则进入步骤6)；

6)令k＝1，利用公式V_o*＝V_set+k(V_set'-V_set)/K更新V_o*，使输出电压跟随V_o*；其中

floor()表示取整；

7)若k<K，则k+1，进入步骤8)，若k>＝K则进入步骤8)；

8)调节各桥臂占空比与相位；

9)根据驱动信号的占空比与相位信息判断高压直流变换器的模式切换是否完成，若完成，则将更新后的模式、输出电压设定值分别赋给M'和V_set'，返回步骤3)；否则，返回步骤6)。

本发明具有7个工作模式，模式间的区别在于各桥臂的占空比与相位不同，在模式切换过程中，通过逐渐修改存在差别的桥臂相位与占空比即可实现模式切换，同时变换器中谐振腔电压电流不会突然变化，避免了瞬时电流应力较大损坏半导体器件的风险。在目标电压输出电压更新时，若更新值与原值相差较近，工作于同一模式中时，直接更新输出电压闭环参考值，可实现快速电压变化；若更新值与原值相差较大，需要改变工作模式，则以固定步长更新闭环程序的参考电压，使得输出电压以固定斜率上升，切换过程平稳，切换后变换器仍可处于效率较高的状态。

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：

1、宽范围高效率电能变换：本发明通过设计三组谐振腔、变压器及整流电路参数设计以及七种工作模式，降低了单个谐振腔的增益变化范围，提升了变换器在宽范围输出时的效率；同时，逆变器电路采用两个逆变桥串联结构，使用较低耐压的器件能带来更低的导通损耗，效率高；

2、高功率密度：单机采用两个逆变桥实现大功率输出，相较于多个模块组合结构，辅助供电、控制电路等得到简化，降低了控制系统的复杂度和体积；同时，在高压大功率变换器中，本发明灵活设计六个变压器的原副边绝缘电压等级有利于绝缘空间的充分利用；

3、使用范围广：在不同应用场合下，宽范围连续输出或宽范围定点输出，均可结合负载特点可灵活配置谐振滤波电路、变压器及整流器电路，较于常规效率最优点固定的变换器，长时间运行时整体效率高。

附图说明

图1是本发明中宽范围高效率高压直流变换器基本工作原理图；

图2是本发明中宽范围高效率高压直流变换器的主体电路原理图；

图3是本发明实施例高压直流变换器的增益曲线示意图；

图4是本发明实施例高压直流变换器的调压策略流程图。

具体实施方式

如图1所示，本发明实施例宽范围高效率高压直流变换器包括全桥逆变部分10、谐振滤波电路部分20、变压器部分30，以及整流电路部分40。

其中，两个全桥逆变器101、102输入端串联连接，两个全桥逆变器的四个半桥桥臂中点H₁～H₄，经两两组合形成六个方波电压输出端H₁H₂、H₁H₃、H₁H₄、H₃H₄、H₂H₄、 H₂H₃，此六个输出端分别连接至六个谐振滤波电路201～206的输入端，谐振滤波电路的输出端连接六个变压器301～306的原边绕组，其而副边绕组连接整流电路401～403的输入端，整流电路的输出端串联形成高压直流输出。

图1中，H₁H₂、H₃H₄为第一组；H₁H₃、H₂H₄为第二组；H₁H₄、H₂H₃为第三组。

变压器为单相双绕组变压器，或单相多绕组变压器，整流电路由与变压器副边绕组同数目的整流单元构成，整流单元为桥式整流电路或倍压整流电路。

整流单元的输入端连接变压器副边绕组，输出端采用串联或并联连接方式。

H₁H₂～H₂H₃六个输出端中，H₁H₂和H₃H₄、H₁H₃和H₂H₄、H₁H₄和H₂H₃端口所连接的谐振滤波电路、变压器两两相同，且连接类似的整流电路，配置成三组参数。

本发明实施例中，谐振滤波电路为由电感L_r与C_r构成的串联谐振滤波电路，变压器为单输入双绕组变压器T₁～T₄与单输入三绕组变压器T₅、T₆；整流电路为全桥整流电路，其中，401为输出并联结构，402与403为输出端串联结构。

如图2所示，DC为输入直流源，V_i为输入直流源电压，C_b1、C_b2为直流母线电容，直流母线电容串联连接，两个直流母线电容分别连接两个全桥逆变电路的输入端。

金属-氧化物-半导体场效应管(MOSFET)Q₁～Q₄构成第一个全桥逆变电路，Q₅～Q₈构成第二个全桥逆变电路，v_GS1～v_GS8分别为Q₁～Q₈的驱动电压信号，Q₁、Q₃、Q₅、Q₇的源级引出高接谐振滤波电路的端口H₁～H₄。

每个谐振腔由L_r1～L_r6谐振电感与C_r1～C_r6谐振电容一一串联构成，其中，L_r1＝L_r2，L_r3＝L_r4，L_r5＝L_r6，C_r1＝C_r2，C_r3＝C_r4，C_r5＝C_r6。

全桥逆变器的H₁～H₄的输出端经与谐振滤波电路串联后，对应连接变压器T₁～T₆的原边绕组，L_m1～L_m6为变压器T₁～T₆的励磁电感，变压器T₁～T₆的变比分别为1:n₁～1:n₆，其中，n₁＝n₂，n₃＝n₄，n₅＝n₆。

整流电路中，开关管D₁～D₃₂中每四个构成一个全桥整流电路，整流桥输出电压分别为v_c1～v_c8，而整流电路401～403的输出电压依次为V_o1～V_o3，其中，V_o1＝v_c1＝v_c2， V_o2＝v_c3+v_c4，V_o3＝v_c5+v_c6+v_c7+v_c8；而N₁～N₃为整流电路与变压器组合后的输出直流电压与变压器输入方波电压的幅值之比，即N₁＝V_o1/V_i,N₂＝V_o2/V_i,N₃＝V_o3/V_i；

R_L为负载电阻，V_L为负载两端电压，输出电压增益G为负载两端电压与输入电压的比值，即G＝V_set/V_i。

两个逆变桥电路的输入直流母线电容C_b1与C_b2相等，串联承担直流输入电压V_i；六个谐振腔的谐振频率一致，即L_r1·C_r1＝L_ri·C_ri(i＝1,2...6)，令逆变器的开关频率略大于其谐振频率，即

通过调节逆变器电路的频率改变谐振腔阻抗分布，可调节谐振腔电压增益。

如图3所示，本发明实例中设置三组不同的谐振式变换器的变压器、整流电路，通过控制逆变器电路的占空比D与相位Φ，控制各谐振滤波电路-变压器原边绕组的输入端口方波电压幅值为0、1/2V_i、V_i，变换器有七种工作模式，对应七个额定增益G_1N～G_7N。

开关频率范围为(f_s1,f_s2)，f_s1和f_s2为各工作模式的边界点，边界点处两个模式增益相等。

不同模式间的切换程序不同，从模式i切换至模式j的切换程序命名为CM_ij， (i,j＝1,2..7,i≠j)。

在高压直流变换器中，通常输出端单点接地，假定第三组整流电路单点接地，即D₃₂的阳极接地，此时，第三组变压器的原副边隔离电压较低，第二组变压器稍微高，第一组可采用倍压电路，第一组变压器的原副边承压略高于第二组变压器，而远低于输出电压。三组变压器绝缘单独设计，且三组变压器原副边电压都远低于输出电压。本发明将高压隔离分布于多个变压器上，分布式绝缘相比于一体式绝缘，有利于绝缘空间的充分利用；高压大电流输出系统往往采取多模块组合方式，本发明单机实现高压输出，多机输出端并联即可实现高压大电流系统方案，相较于单机输出低压大电流，多机输出端串联的系统方案，使得直流变换器轻载时单机可直接运行，无需对串联于不同位置的模块单独考虑绝缘。

以变换器工作于B点附近、B、F点间切换、B、H点间切换为例，说明变换器在一个模式中运行与模式切换方式：

1.变换器原工作于B点，此时若变换器输入电压下降或目标输出电压升高，则所需增益G增加，此时开关频率减少，工作点左移至A点，实现稳压；同理，若输入电压升高或目标输出电压下降，则所需增益G减少，开关频率增加，工作点右移至C点，实现稳压；

2.相邻模式之间切换为滞回切换：假定变换器原工作于B点，需切换至F点，变换器从模式1切换至模式2，工作点按照B-D-E-F移动；

若原工作于F点，需切换至B点，则按照F-G-C-B点移动；

变换器从D切换至E、从G切换至C的过程中，变换器中各半桥桥臂的占空比、相位缓慢改变，配合输出电压闭环，调节变换器开关频率，实现平滑模式切换；

3.非相邻模式之间的切换为直接切换：由于各个模式仅存在各半桥逆变器的占空比与相位的差别，而且非相邻模式之间，增益相差较大，直接切换无模式抖动问题，因此非相邻模式间可直接切换，但是在切换过程中需配合实现平滑切换； A～H点为输出电压增益–频率曲线上的典型工作点，横坐标为开关频率，纵坐标为相应输出电压增益；其中A、B、C、D在模式1的增益-频率曲线上，G、E、F在模式2的曲线上，H在模式3的曲线上。f_r为谐振电感与谐振电容的谐振频率，变换器工作于谐振频率点附近；(f_min,f_max)为变换器正常工作的频率范围，(f_min,f₁)和(f₂,f_max)的增益曲线有交叠。从增益连续的角度来看，变换器工作于(f₁,f₂)即可覆盖整个增益，但由于相邻模式的滞回切换，拓展至(f_min,f_max)。)当开关工作于谐振腔的谐振频率f_r时，各个模式的输出电压增益为G_1N～G_7N，而在f₁、f₂时对应的增益为G₁～G₇。

图4为所述直流变换器调压的策略流程图，具体包括：

1)在变换器启机，完成系统自检后，采集输入电压V_i，读取输出电压设定值寄存器V_set，计算所需输出电压增益G＝V_set/V_i；

2)根据所需输出电压增益G判断工作模式M，通过查表得到各半桥占空比D₁～D₄以及相位Φ₁～Φ₄，据此配置PWM模块；

3)采样所述高压直流变换器的输出电压v_o，并比较所述输出电压v_o与参考量V_o*，将比较后得到的差值经比例积分环节，得到开关频率f_s，根据所述占空比及相位，输出驱动信号，驱动所述全桥逆变器的开关管(MOSFET管)；其中，V_o*＝V_set，V_set为输出电压设定值；

4)定时采样输入电压V_i'，读取输出电压设定值V_set'，计算增益G'并判断模式M'；同时，若开关频率已经达到最大或最小值，却仍无法输出额定电压，也需要更新M'，导致这种情况的原因：负载阻值远超过预先设计范围，根据增益G判断模式M不准确；

5)判断V_set与M是否改变，有四种情况：

a)若均无改变(输出电压设定值V_set'与参考量V_set相等，工作模式M'与工作模式M相同)，则返回3)；

b)若V_set变为V_set’(输出电压设定值V_set'与参考量V_set不相等)，而M不变(即工作模式M'与工作模式M相同)，则先更新输出电压闭环参考值V_o*，令V_o*＝V_set’，然后返回3)；

c)若V_set不变(输出电压设定值V_set'与参考量V_set相等)而M变为M’(工作模式M'与工作模式M不同)，先查表得到模式切换(模式间的区别在于各桥臂占空比与相位不同，根据两个模式的占空比和相位，逐渐增加/减少占空比或移动相位，即可实现模式切换)程序CM_ij，进入6)；

d)若V_set变为V_set’(输出电压设定值V_set'与参考量V_set不相等)，M变为M’ (工作模式M'与工作模式M不同)，先查表得到模式切换程序CM_ij进入7)；

6)以固定步长更新输出电压闭环程序中的参考值V_o*，使输出电压跟随V_o*，进入步骤7)；V_o*＝V_set+k(V_set'-V_set)/K,(k＝1,2...K)；每执行一次步骤6)，k加一，其中K为(V_set'-V_set) 与预先设定的每个步长增常量ΔV_set的比值得绝对值，即

7)调节各桥臂占空比与相位；

8)根据驱动信号的占空比与相位信息判断高压直流变换器的模式切换是否完成，有两种情况：

e)若模式切换完成，则将更新后的模式M’、V_set’赋给M’、V_set’，即：M＝M',V_o* ＝V_set＝V_set'，进入3)；

f)若模式切换未完成，则返回6)。

本发明实施例中，七种模式分别定义如下：

模式一中：H₁H₂、H₃H₄、H₁H₃、H₂H₄的逆变方波电压幅值为1/2Vi，而H₁H₄、H₂H₃的逆变方波电压幅值接近为零；

模式二中：H₁H₂、H₃H₄、H₁H₄、H₂H₃的逆变方波电压幅值为1/2Vi，而H₁H₃、H₂H₄的逆变方波电压幅值接近为零；

模式三中：H₁H₃、H₂H₄、H₁H₄、H₂H₃的逆变方波电压幅值为1/2Vi，而H₁H₂、H₃H₄的逆变方波电压幅值接近为零；

模式四中：H₁H₂、H₃H₄、H₁H₄、H₂H₃的逆变方波电压幅值为1/4Vi，H₂H₄或H₁H₃的逆变方波电压幅值为V_i，而H₁H₃或H₂H₄的逆变方波电压幅值接近为零；

模式五中：H₁H₂、H₃H₄、H₁H₃、H₂H₄的逆变方波电压幅值为1/4Vi，而H₁H₄、H₂H₃的逆变方波电压幅值接近为零；

模式六中：H₁H₂、H₃H₄、H₁H₄、H₂H₃的逆变方波电压幅值为1/4Vi，而H₁H₃、H₂H₄的逆变方波电压幅值接近为零；

模式七中：H₁H₃、H₂H₄、H₁H₄、H₂H₃的逆变方波电压幅值为1/4Vi，而H₁H₂、H₃H₄的逆变方波电压幅值接近为零。

在七种工作模式中，假定开关频率不变，变换器的输出电压不同。在宽范围输出时，开关频率变化范围窄，器件的开关损耗小，同时频率范围窄有利于无源器件优化，降低无源器件损耗，实现了宽范围输出下的高效率电能变换。

本发明中，相邻模式和非相邻模式定义为：根据增益范围，在工作频率范围内，增益范围毗邻/连续，或增益范围存在交叠的两个模式，命名为“相邻模式”；增益范围无交叠，或中间有其他模式的两个模式，命名为“非相邻模式”。

相邻模式间切换需采取滞回切换，以防变换器在两个模式之间反复变化，同时可以减少模式切换次数；非相邻模式间的切换不存在反复切换的问题，此时直接切换。

滞回切换和直接切换：区分于两个模式间切换判断条件。

滞回切换：两个相邻模式间的相互切换的条件不同：

如：

模式A与模式B之间根据变量x判断，X₁～X4、ΔX为具体数值，其中x、X₁、 X₂、X₃、X4、ΔX∈(0,+∞)，且X₁<X₂<X₃<X₄,(X₃-X₂)>ΔX>0，(X₂-X₁)>ΔX>0；

此时，当x∈(X₁,X₂)时为模式A，x∈(X₂,X₃)为模式B；

从模式A切换至模式B的条件是x>X2+ΔX；而模式B切换回模式A的条件是 x<X2-ΔX；

直接切换：增益范围相差较大，无交叠区域的两个模式，增益达到彼此范围内即可切换；

如：模式A与模式B之间根据x值判断，x∈(X1,X2)时为模式A，x∈(X3,X4)为模式B，从模式A切换至模式B的条件是X4>x>X3；而模式B切换回模式A的条件是 X2>x>X1。

Claims (10)

1.一种高压直流变换器，其特征在于，包括：

两个全桥逆变器，该两个全桥逆变器输入侧串联，所述两个全桥逆变器的四个半桥桥臂中点H₁～H₄两两组合，形成六个方波电压输出端H₁H₂、H₁H₃、H₁H₄、H₃H₄、H₂H₄、H₂H₃；其中，H₁、H₂、H₃、H₄分别为第一上半桥臂中点、第二上半桥臂中点、第一下半桥臂中点、第二下半桥臂中点；第一上半桥臂、第一下半桥臂串联；第二上半桥臂、第二下半桥臂串联；

六个谐振滤波电路，分别与所述六个方波电压输出端对应连接；

每个所述谐振滤波电路均与一变压器的原边绕组连接；

每个变压器至少接一个整流单元；

其中，第一、第二个方波电压输出端，即H₁H₂、H₃H₄为第一组；第三、第四个方波电压输出端，即H₁H₃、H₂H₄为第二组；第五、第六个方波电压输出端，即H₁H₄、H₂H₃为第三组；

第一组对应的两个整流单元输出端串联或并联，得到第一整流电路；第二组对应的两个整流单元输出端串联或并联，得到第二整流电路；第三组对应的两个整流单元输出端串联或并联，得到第三整流电路；

所述第一整流电路、第二整流电路、第三整流电路的输出端依次串联。

2.根据权利要求1所述的高压直流变换器，其特征在于，每一组中，两个谐振滤波电路结构相同，两个变压器结构相同。

3.根据权利要求1所述的高压直流变换器，其特征在于，所述变压器为单相双绕组变压器，或者单相多绕组变压器。

4.根据权利要求1所述的高压直流变换器，其特征在于，每个变压器连接的整流单元数量与该变压器的副边绕组数量相同。

5.根据权利要求1所述的高压直流变换器，其特征在于，所述整流单元为桥式整流电路或倍压整流电路。

6.根据权利要求1～5之一所述的高压直流变换器，其特征在于，输出额定电压时，所述全桥逆变器的开关频率大于谐振滤波电路中谐振电感与谐振电容的谐振频率。

7.根据权利要求1～5之一所述的高压直流变换器，其特征在于，该高压直流变换器在相邻模式间切换为滞回切换，在非相邻模式间切换为直接切换；所述高压直流变换器在输出电压不变而工作模式改变时，采样输出电压进行输出电压闭环控制，所述高压直流变换器在输出电压与工作模式均改变时，经输出电压闭环控制，实现输出电压以固定斜率变化至目标输出电压。

8.根据权利要求1～5之一所述的高压直流变换器，其特征在于，三组变压器的绝缘等级不同，且当采取倍压整流电路作为最高电势位置的整流电路时，三组变压器原、副边电压均远低于高压直流变换器的输出电压。

9.一种权利要求1～8之一所述高压直流变换器的调压方法，其特征在于，包括以下步骤：

1)采样高压直流变换器的输入电压V_i，计算输出电压增益G；

2)根据所需输出电压增益G判断高压直流变换器的工作模式M，获取全桥逆变器中各半桥臂的占空比及相位；

3)采样所述高压直流变换器的输出电压v_o，并比较所述输出电压v_o与参考量V_o*，将比较后得到的差值经比例积分环节，得到开关频率f_s，根据所述占空比及相位，输出驱动信号，驱动所述全桥逆变器的开关管；其中，V_o*＝V_set，V_set为输出电压设定值。

10.根据权利要求9所述的调压方法，其特征在于，还包括：

4)定时采样高压直流变换器的输入电压V_i'，读取高压直流变换器的输出电压设定值V_set'，计算高压直流变换器的增益G'并判断高压直流变换器的工作模式M'；

5)若输出电压设定值V_set'与参考量V_set相等，工作模式M'与工作模式M相同，则返回步骤3)；

若输出电压设定值V_set'与参考量V_set不相等，工作模式M'与工作模式M相同，则令V_o*＝V_set’，返回步骤3)；

若输出电压设定值V_set'与参考量V_set相等，工作模式M'与工作模式M不同，则进入步骤8)；

若输出电压设定值V_set'与参考量V_set不相等，工作模式M'与工作模式M不同，则进入步骤6)；

6)令k＝1，利用公式V_o*＝V_set+k(V_set'-V_set)/K更新V_o*，使输出电压跟随V_o*；其中

floor()表示取整；

7)若k<K，则k+1，进入步骤8)，若k>＝K则进入步骤8)；

8)调节各桥臂占空比与相位；

9)根据驱动信号的占空比与相位信息判断高压直流变换器的模式切换是否完成，若完成，则将更新后的模式、输出电压设定值分别赋给M'和V_set'，返回步骤3)；否则，返回步骤6)。

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