CN109861543A - 一种宽负载宽增益的交错并联型lclc谐振变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器，包括输入直流源、两个原边逆变网络、两个第一谐振电感、两个第一谐振电容、两个第二谐振电感、两个第二谐振电容、两个变压器、副边整流网络、输出滤波电容和输出负载，采用变频加移相的混合控制方式实现宽负载条件下的宽电压增益。第二谐振电容与第二谐振电感串联得到的等效励磁电感可调，低频时等效励磁电感较小利于高电压增益的实现，高频时等效励磁电感较大利于提升工作效率。最大开关频率为谐振频率，此频率下通过调整两个模块间的相位进一步拓宽电压增益，整个工作范围内都可以保证原边开关管的零电压开通和副边整流管的零电流关断，有利于高效率和高功率密度的实现。

Description

一种宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器

技术领域

本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体涉及一种宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器。

背景技术

随着环境污染和能源匮乏问题的日益加重，可再生能源越来越受到人们的重视，国家也开始大力发展和推进新能源发电技术以及新能源汽车，但是应用于这些场合的电力电子变换器都需要具有较宽的增益范围。因此，为了能够高效地利用可再生能源、减少能源浪费，需要一种能够实现宽增益调节范围同时具有较高工作效率和功率密度的电力电子变换器。

近年来，谐振变换器因其软开关特性引起了大量的关注和重视，特别是LLC串联谐振变换器得到了快速的发展和广泛的应用。但是LLC谐振变换器由于自身的谐振特性，它只有工作在谐振点附近时整体效率较有优势，并不适用于要求宽电压增益范围的场合。

基于传统LLC谐振变换器，国内外学者提出了一系列的改进措施来追求宽电压增益和高效率的同时实现。这些改进措施大体可以分为两类：拓扑结构的改进和控制策略的改进。

对拓扑结构的改进包括改进原边开关网络来调整注入谐振腔方波的幅值和脉宽，从而拓宽系统电压增益，这种方法多用于新能源发电等宽输入的场合。如公开号为CN108429465A的专利说明书公开的全桥三电平LLC谐振变换器、公开号为CN108233719A的专利说明书公开的Boost与LLC级联电路，这类方案都可以简化谐振腔参数的设计，同时可以使得LLC电路始终工作在谐振点附近，但是一般都需要增加额外的开关器件，控制策略相对复杂。

对拓扑结构的改进还包括对谐振腔结构的改进。如公开号为CN108667300A的专利说明书公开的激磁电感可变的LLC谐振变换器，这种方案可以有效地提升轻载效率，但是对增益范围的拓宽作用有限。

对控制策略的改进的方案有：公开号为CN108258910A的专利说明书公开的基于传统全桥结构进行全桥工作模式和半桥工作模式的切换、公开号为CN107196512A的专利说明书公开的将变频控制、移相控制以及间歇控制相结合来拓宽增益等。这类方案可以有效地拓宽增益范围，但是均存在突变的模式切换，可能会带来过冲的问题，而且参数设计时需要考虑不同模式下增益的连续性。

为了拓宽电压增益范围同时保证较高的整体工作效率，现有对传统LLC谐振变换器的改进措施均存在一定的局限性，因此急需一种新的改进拓扑来实现高效率下的宽电压增益。

发明内容

针对本领域存在的不足之处，基于传统LLC谐振变换器拓扑结构，本发明提供了一种宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器，可以在宽负载情况下实现宽电压增益。

一种宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器，包括输入直流源、两个原边逆变网络、两个第一谐振电感、两个第一谐振电容、两个第二谐振电感、两个第二谐振电容、两个变压器、副边整流网络、输出滤波电容和输出负载，所述的两个原边逆变网络的输入端并联连接，均与输入直流源的两端相连，每个原边逆变网络的第一输出端子均与第一谐振电感的一端相连，第一谐振电感的另一端与第二谐振电容的一端以及变压器原边同名端相连，第二谐振电容的另一端与第二谐振电感的一端相连，第二谐振电感的另一端与变压器原边异名端以及第一谐振电容的一端相连，第一谐振电容的另一端与原边逆变网络的第二输出端子相连；第一变压器的副边同名端与整流网络的第一输入端子相连，副边异名端与第二变压器的副边同名端以及整流网络的第二输入端子相连，第二变压器的副边异名端与整流网络的第三输入端子相连；整流网络的输出两端分别与输出滤波电容和输出负载的两端相连。

所述的原边逆变网络可采用半桥逆变电路、全桥逆变电路。

所述的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器可采用变频控制和模块间移相控制。

变频控制的工作频率调节的上限为谐振频率f_r，移相模式下工作频率固定为谐振频率f_r，整个工作范围内均可以保证原边开关管的零电压开通和副边整流管的零电流关断。

采用第二谐振电容和第二谐振电感串联替代传统LLC谐振变换器中的励磁电感，称之为等效励磁电感。第二谐振电容和第二谐振电感串联得到的等效励磁电感L_{m_eq}随原边逆变网络的开关频率f_s变化，表达式为：

其中，L_p为第二谐振电感，C_p为第二谐振电容。

变频模式下，等效励磁电感可调，当开关频率降低时，等效励磁电感减小，与谐振电感的比值减小，越容易实现高增益；当开关频率增加时，等效励磁电感增大，可以有效减小谐振电流从而提高变换器工作效率。

移相模式下，工作频率为最高开关频率即谐振频率，通过调整两个模块间的相位进一步拓宽电压增益。

本发明与现有技术相比，主要优点包括：

(1)等效励磁电感可调，有利于宽增益和高效率的实现。

(2)对于单个LCLC模块，始终工作在欠谐振状态，可以同时实现原边开关管的零电压开通和副边整流管的零电流关断，可以减小开关损耗，提高工作效率，同时利于高频化以提高功率密度。

(3)控制简单，只需进行变频控制和模块间的移相控制，不存在突变的模式切换，因此不会带来过冲问题。

(4)在宽负载情况下仍可以实现宽范围输出。

(5)引入移相模式可以有效减小频率调节范围，利于磁元件设计。

附图说明

图1为实施例的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器的示意图；

图2为实施例的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器变频模式主要工作波形示意图；

图3为实施例的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器移相模式主要工作波形示意图；

图4为实施例的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器不同负载下增益曲线示意图；

图5为实施例的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器不同功率下增益曲线示意图。

具体实施方式

下面结合附图及具体实施例，进一步阐述本发明。应理解，这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。下列实施例中未注明具体条件的实验方法，通常按照常规条件，或按照制造厂商所建议的条件。

如图1所示，本实施例的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器，包括输入直流源(V_in)、两个原边逆变网络(1和2)、两个第一谐振电感(L_r1和L_r2)、两个第一谐振电容(C_r1和C_r2)、两个第二谐振电感(L_p1和L_p2)、两个第二谐振电容(C_p1和C_p2)、两个变压器(T₁和T₂)、副边整流网络(3)、输出滤波电容(C_o)和输出负载(R_o)。

两个原边逆变网络1、2的输入端并联连接，均与输入直流源V_in的两端相连，原边逆变网络1的输出端子A₁与第一谐振电感L_r1的一端相连，第一谐振电感L_r1的另一端与第二谐振电容C_p1的一端以及变压器T₁原边同名端相连，第二谐振电容C_p1的另一端与第二谐振电感L_p1的一端相连，第二谐振电感L_p1的另一端与变压器T₁原边异名端以及第一谐振电容C_r1的一端相连，第一谐振电容C_r1的另一端与原边逆变网络1的另一输出端子B₁相连。

原边逆变网络2的输出端子A₂与第一谐振电感L_r2的一端相连，第一谐振电感L_r2的另一端与第二谐振电容C_p2的一端以及变压器T₂原边同名端相连，第二谐振电容C_p2的另一端与第二谐振电感L_p2的一端相连，第二谐振电感L_p2的另一端与变压器T₂原边异名端以及第一谐振电容C_r2的一端相连，第一谐振电容C_r2的另一端与原边逆变网络2的另一输出端子B₂相连。

变压器T₁副边同名端与整流网络3的输入端子a相连，变压器T₁副边异名端与变压器T₂副边同名端以及整流网络3的输入端子b相连，变压器T₂副边异名端与整流网络3的输入端子c相连。

整流网络3的输出两端分别与输出滤波电容C_o和输出负载R_o的两端相连。

图2为上述宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器变频模式主要工作波形示意图，给出了两个逆变网络输出端电压v_AB1和v_AB2、两个模块中的谐振电流i_r1、i_r2和等效励磁电流i_m1、i_m2的波形，可以看出此时两个模块工作情况完全一致，且谐振腔输入阻抗呈感性，因此可以实现原边开关管的零电压开通。从整流二极管的电流波形可以看出此时副边整流管可以实现零电流关断。

图3为上述宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器移相模式主要工作波形示意图，定义为移相角，Q₁-Q₄所在的模块为滞后模块，Q₅-Q₈所在的模块为超前模块，同样可以看出此时所有原边开关管为零电压开通，副边整流管为零电流关断。

变频模式下，上述宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器的增益方程为：

其中各参数的定义如下：

这里忽略实际参数的不一致性，假定L_r1＝L_r2＝L_r，C_r1＝C_r2＝C_r，L_p1＝L_p2＝L_p，C_p1＝C_p2＝C_p；

归一化直流电压增益：其中V_in为输入电压，V_o为输出电压，n为单个变压器原副边匝比；

谐振频率：

归一化开关频率：其中f_s为开关频率；

等效励磁电感：

等效电感比：

特征阻抗：

品质因数：R_ieq为交流等效电阻，表达式为R_o为负载电阻。

变频模式下，上述宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器输出功率P_o和电压增益G_i1的关系式为：

其中，

移相模式下，上述宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器的增益方程为：

移相模式下，上述宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器输出功率P_o和电压增益G_i2的关系式为：

为了更加直观地表现上述宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器在宽负载情况下的增益调节能力，结合具体实例给出其增益曲线，表1为变换器的规格，表2为优化设计后的交错并联型LCLC谐振变换器实际参数。

表1变换器设计规格

表2交错并联型LCLC谐振变换器参数设计值

图4为上述交错并联型LCLC谐振变换器不同Q_i值即不同负载情况下增益曲线示意图，针对宽范围输出功率和输出电压的应用场合，不同输出功率下的增益曲线可以更加直观地反映其增益调节能力。

图5为上述交错并联型LCLC谐振变换器不同输出功率下增益曲线示意图，可以看出此变换器可以在很宽的输出负载或输出功率范围下实现宽电压增益，满足变换器的设计要求。

此外应理解，在阅读了本发明的上述描述内容之后，本领域技术人员可以对本发明作各种改动或修改，这些等价形式同样落于本申请所附权利要求书所限定的范围。

Claims (6)

1.一种宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器，包括输入直流源、两个原边逆变网络、两个第一谐振电感、两个第一谐振电容、两个第二谐振电感、两个第二谐振电容、两个变压器、副边整流网络、输出滤波电容和输出负载，其特征在于，所述的两个原边逆变网络的输入端并联连接，均与输入直流源的两端相连，每个原边逆变网络的第一输出端子均与第一谐振电感的一端相连，第一谐振电感的另一端与第二谐振电容的一端以及变压器原边同名端相连，第二谐振电容的另一端与第二谐振电感的一端相连，第二谐振电感的另一端与变压器原边异名端以及第一谐振电容的一端相连，第一谐振电容的另一端与原边逆变网络的第二输出端子相连；第一变压器的副边同名端与整流网络的第一输入端子相连，副边异名端与第二变压器的副边同名端以及整流网络的第二输入端子相连，第二变压器的副边异名端与整流网络的第三输入端子相连；整流网络的输出两端分别与输出滤波电容和输出负载的两端相连。

2.根据权利要求1所述的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器，其特征在于，所述的原边逆变网络为半桥逆变电路或全桥逆变电路。

3.根据权利要求1所述的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器，其特征在于，所述的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器采用变频控制和模块间移相控制。

4.根据权利要求3所述的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器，其特征在于，在所述的变频控制下，宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器的工作频率的调节上限为谐振频率。

5.根据权利要求3所述的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器，其特征在于，在所述的模块间移相控制下，宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器的工作频率为谐振频率。

6.根据权利要求1所述的宽负载宽增益的交错并联型LCLC谐振变换器，其特征在于，所述的第二谐振电容和第二谐振电感串联得到的等效励磁电感L_{m_eq}随原边逆变网络的开关频率f_s变化，表达式为：

其中，L_p为第二谐振电感，C_p为第二谐振电容。