CN115622413B - 一种clclc型谐振变换器及调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种CLCLC型谐振变换器及调制方法，CLCLC型谐振变换器在LCL型谐振变换器基础上仅添加两个额外的电容，具有固有的直流阻断能力，可以防止变压器饱和，并且能更好地衰减谐振槽电流中的高次谐波。基于此谐振变换器，提出一种非对称调制策略，一次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π，二次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π。此外，二次侧电压滞后一次侧电压相位
Figure 461646DEST_PATH_IMAGE001
。调整谐振电流的相位与电压相位同相，即一次侧谐振电流相位为0，二次侧谐振电流相位为
Figure 385475DEST_PATH_IMAGE001
。可以实现零循环电流、零回流功率、全部开关管的软开关运行，获得最小化的导通损耗和开关损耗，极大地提高了变换器的效率。

Description

一种CLCLC型谐振变换器及调制方法
技术领域
本发明涉及谐振双有源桥变换器的调制技术领域，具体的涉及一种CLCLC型谐振变换器及调制方法。
背景技术
高频隔离DC-DC变换器被广泛运用在储能系统、车到电网(V2G)系统和固态变压器之中。其中，双有源桥(DAB)变换器是研究和应用最广泛的双向功率转换器拓扑结构之一。在其发展的早期阶段，由于功率器件的性能限制，DAB变换器受到高功率损耗的影响，导致较低的效率。随着新的功率器件和磁性材料的发展，DAB转换器的效率和功率密度已得到显著改善，使其在许多工业应用中具有吸引力。
目前，为了提高DAB变换器效率，学者们提出了不同调制策略。传统的单移相（single-phase-shift，SPS）控制会使得变换器运行过程中存在回流功率的问题，且开关管难以实现软开关；拓展移相控制(extended-phase-shift，EPS)可以减少无功环流和电流应力，增加开关的软开关范围；双移相控制（dual-phase-shift，DPS）也可以降低了变换器的无功环流和损耗；三移相控制（triple-phase-shift，TPS）使变换器在轻载条件下也可以实现软开关，有效减少了无功环流和电流应力，但是控制的复杂度也提高了。然而，不管是哪一种移相方法，都很难对回流功率和开关损耗同时进行优化，这极大地限制了DAB变换器性能的提升。
公开号CN110445392A公开了一种新型交错并联双管正激变换器及其调制策略，变换器包括第一双管正激变换器、第二双管正激变换器、无源辅助回路、滤波电路、负载电路和直流电源。本发明采用移相PWM调制策略，第一双管正激变换器与第二双管正激变换器相位互差180°电角度互补运行。该变换器可以消除整流二极管中的寄生振荡以及瞬时过电压，但是无法防止变压器饱和，无法衰减谐振槽电流中的高次谐波，影响了变换器的效率。
发明内容
本发明的目的在于提供一种CLCLC型谐振变换器及其非对称调制方法，当变换器运行在额定输出功率的25%到100%之间时，能够实现零循环电流、零回流功率和所有开关管的软开关运行，实现最小化的导通损耗和开关损耗，极大地提高了变换器的效率。
实现本发明目的的技术解决方案为：
一种CLCLC型谐振变换器，包括依次相连的一次侧全桥、谐振槽、高频变压器和二次侧全桥，所述一次侧全桥包括开关管S 1 ~S 4 ，所述开关管S 1 ~S 4 构成一次侧有源全桥电路；所述谐振槽包括设置在一次侧的依次连接的一次侧谐振电容C p 、谐振电感L p 和谐振电容C x ，及设置在二次侧的二次侧谐振电容C s 和谐振电感L s ，所述谐振电容C x 设置在高频变压器的原边的两端；所述高频变压器的匝数比为1：n；所述二次侧全桥包括开关管Q 1 ~Q 4 ，所述开关管Q 1 ~Q 4 构成二次侧有源全桥电路。
本发明还公开了一种CLCLC型谐振变换器的调制方法，采用上述的CLCLC型谐振变换器，调制方法包括以下步骤：
步骤S01：一个周期内，使得一次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π，使得二次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π；
步骤S02：调节二次侧电压滞后一次侧电压相位
Figure 144718DEST_PATH_IMAGE001
；通过调整谐振电流的相位与电 压相位同相，即一次侧谐振电流相位为0，二次侧谐振电流相位为
Figure 507173DEST_PATH_IMAGE001
。
优选的技术方案中，所述步骤S01中，调节开关管S 1 ~S 4 的脉冲宽度，使开关管S 1 和S 2 保持50%占空比，将开关管S 4 的脉冲宽度调整到δ，开关管S 3 的脉冲宽度与S 4 互补，产生一个具有三电平的非对称电压波形，其正脉宽调整到δ，负脉宽固定为π。
优选的技术方案中，调节开关管Q 1 ~Q 4 的脉冲宽度，使开关管Q 3 和Q 4 保持50%占空 比，开关管Q 1 的脉冲宽度调整到δ，开关管Q 2 的脉冲宽度与其互补，且开关管Q 4 滞后开关管S 1 角度
Figure 479195DEST_PATH_IMAGE001
，产生一个具有三电平的非对称电压波形，其负脉宽固定为π，正脉宽调整到δ。
优选的技术方案中，所述步骤S02之后还包括：
对谐振电流的相位进行调整；将一次侧谐振电流i p 过零点调整在0处，二次侧谐振 电流i s 过零点调整在
Figure 923647DEST_PATH_IMAGE001
处，从而使得谐振电流与电压同相位，即满足以下条件：
Figure 927375DEST_PATH_IMAGE002
时，实现零循环电流、零回流功率。
优选的技术方案中，一次侧谐振电流i p ，二次侧谐振电流i s 的计算方法包括：
得到变换器在相量域下的等效电路，根据KCL和KVL定律，得到：
Figure 886497DEST_PATH_IMAGE003
Figure 750677DEST_PATH_IMAGE004
其中，
Figure 446756DEST_PATH_IMAGE005
是一次侧中点交流电压v p 的相量表达形式，
Figure 14311DEST_PATH_IMAGE006
是二次侧中点交流电压v s 转换到一次侧的相量表达形式，
Figure 656252DEST_PATH_IMAGE007
是L s 转换到一次侧的变量，
Figure 369911DEST_PATH_IMAGE008
是C s 转换到一次侧的变 量；
Figure 225607DEST_PATH_IMAGE009
为一次侧谐振电流的相量形式，
Figure 561517DEST_PATH_IMAGE010
为二次侧谐振电流的相量形式，
Figure 475159DEST_PATH_IMAGE011
为开关角频率，L p 为一次侧谐振电感，L s 为二次侧谐振电感，C s 为二次侧谐振电容；
当电路谐振运行时，开关角频率等于谐振角频率，谐振角频率
Figure 946286DEST_PATH_IMAGE012
，上述表 达式化简为：
Figure 573050DEST_PATH_IMAGE013
Figure 192162DEST_PATH_IMAGE014
采用基波近似法进行稳态分析，v p 和二次侧基波电压
Figure 972643DEST_PATH_IMAGE015
的相量表达形式表示为：
Figure 413290DEST_PATH_IMAGE016
Figure 146540DEST_PATH_IMAGE017
进一步得到：
Figure 676617DEST_PATH_IMAGE018
Vin和Vout分别是输入电压和输出电压。
优选的技术方案中，还包括：
得到输出功率
Figure 349038DEST_PATH_IMAGE019
：
Figure 457675DEST_PATH_IMAGE020
其中，
Figure 395282DEST_PATH_IMAGE021
表示最大输出功率，
Figure 520145DEST_PATH_IMAGE022
，输出功率的标幺值
Figure 769992DEST_PATH_IMAGE023
， 由于δ的范围在0到π之间，得到标幺值输出功率在25%到100%之间。
本发明又公开了一种CLCLC型谐振变换器的调制系统，采用上述的CLCLC型谐振变换器，调制系统包括：
一次侧波形调节模块，一个周期内，使得一次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π；
二次侧波形调节模块，使得二次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固 定为π；调节二次侧电压滞后一次侧电压相位
Figure 941822DEST_PATH_IMAGE001
；通过调整谐振电流的相位与电压相位同 相，即一次侧谐振电流相位为0，二次侧谐振电流相位为
Figure 349365DEST_PATH_IMAGE001
。
优选的技术方案中，所述二次侧波形调节模块，调节开关管Q 1 ~Q 4 的脉冲宽度，使开 关管Q 3 和Q 4 保持50%占空比，开关管Q 1 的脉冲宽度调整到δ，开关管Q 2 的脉冲宽度与其互补， 且开关管Q 4 滞后开关管S 1 角度
Figure 385191DEST_PATH_IMAGE001
，产生一个具有三电平的非对称电压波形，其负脉宽固定为 π，正脉宽调整到δ。
优选的技术方案中，还包括相位调整模块，对谐振电流的相位进行调整；将一次侧 谐振电流i p 过零点调整在0处，二次侧谐振电流i s 过零点调整在
Figure 621919DEST_PATH_IMAGE001
处，从而使得谐振电流与 电压同相位，即满足以下条件：
Figure 487238DEST_PATH_IMAGE002
时，实现零循环电流、零回流功率。
本发明与现有技术相比，其显著优点为：
(1) 本发明拓扑结构具有固有的直流阻断能力，可以防止变压器饱和，并且能很好地衰减谐振槽电流中的高次谐波。
(2) 本发明可以实现零循环电流和零回流功率，即实现了最小的导通损耗。
(3) 本发明可以实现全部开关管的软开关运行，即实现了最小的开关损耗。从而极大地提高了变换器的效率。
附图说明
图1是CLCLC型谐振变换器原理图；
图2是在CLCLC型谐振变换器下采用非对称调制策略的稳态波形图；
图3是CLCLC型谐振变换器在相量域下的等效电路图；
图4是CLCLC型谐振变换器谐振电流和电压的相位图；
图5是Vin=150V，Vout=75V，M=1，P o =200W，v p 、v s 、i p 、i s 波形和各开关管电流图；
图6是Vin=150V，Vout=75V，M=1，P o =50W，v p 、v s 、i p 、i s 波形和各开关管电流图；
图7是Vin=212V，Vout=53V，M=0.5，P o =200W，v p 、v s 、i p 、i s 波形和各开关管电流图；
图8是Vin=212V，Vout=53V，M=0.5，P o =50W，v p 、v s 、i p 、i s 波形和各开关管电流图。
具体实施方式
本发明的原理是：CLCLC型谐振变换器在LCL型谐振变换器基础上仅添加两个额外 的电容，与其相比，该变换器拓扑具有固有的直流阻断能力，可以防止变压器饱和，并且能 更好地衰减谐振槽电流中的高次谐波。基于此谐振变换器，提出了一种非对称调制策略。所 述调制策略在一个周期内，一次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π，二 次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π。此外，二次侧电压滞后一次侧电 压相位
Figure 642013DEST_PATH_IMAGE001
。通过调整谐振电流的相位与电压相位同相，即一次侧谐振电流相位为0，二次侧 谐振电流相位为
Figure 189405DEST_PATH_IMAGE001
。
实施例1：
如图1所示，一种CLCLC型谐振变换器，在LCL型谐振变换器基础上仅添加两个额外的电容，与其相比，该变换器拓扑具有固有的直流阻断能力，可以防止变压器饱和，并且能更好地衰减谐振槽电流中的高次谐波。
具体的，该一种CLCLC型谐振变换器，如图1所示，包括依次相连的一次侧全桥、谐振槽、高频变压器和二次侧全桥，一次侧全桥包括开关管S 1 ~S 4 ，开关管S 1 ~S 4 构成一次侧有源全桥电路；谐振槽包括设置在一次侧的依次连接的一次侧谐振电容C p 、谐振电感L p 和谐振电容C x ，及设置在二次侧的二次侧谐振电容C s 和谐振电感L s ，谐振电容C x 设置在高频变压器的原边的两端；高频变压器的匝数比为1：n；二次侧全桥包括开关管Q 1 ~Q 4 ，开关管Q 1 ~Q 4 构成二次侧有源全桥电路。
另一实施例，一种CLCLC型谐振变换器的调制方法，采用上述的CLCLC型谐振变换器，调制方法包括以下步骤：
步骤S01：一个周期内，使得一次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π，使得二次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π；
步骤S02：调节二次侧电压滞后一次侧电压相位
Figure 640109DEST_PATH_IMAGE001
；通过调整谐振电流的相位与电 压相位同相，即一次侧谐振电流相位为0，二次侧谐振电流相位为
Figure 491259DEST_PATH_IMAGE001
。
具体的实现中，如图2所示，调节开关管S 1 ~S 4 的脉冲宽度，由此产生一次侧中点交流电压v p 的波形。使开关管S 1 和S 2 保持50%占空比，将开关管S 4 的脉冲宽度调整到δ，开关管S 3 的脉冲宽度与S 4 互补，产生一个具有三电平的非对称电压波形，其正脉宽调整到δ，负脉宽固定为π。其中，0<δ<π。
调节开关管Q 1 ~Q 4 的脉冲宽度，由此产生二次侧中点交流电压v s 的波形。具体方法 为：使开关管Q 3 和Q 4 保持50%占空比，开关管Q 1 的脉冲宽度调整到δ，开关管Q 2 的脉冲宽度与 其互补，且开关管Q 4 滞后开关管S 1 角度
Figure 157383DEST_PATH_IMAGE001
，产生一个具有三电平的非对称电压波形，其负脉 宽固定为π，正脉宽调整到δ。
一实施例中，对谐振电流的相位进行调整；将一次侧谐振电流i p 过零点调整在0 处，二次侧谐振电流i s 过零点调整在
Figure 167802DEST_PATH_IMAGE001
处，从而使得谐振电流与电压同相位，即满足以下条 件：
Figure 930353DEST_PATH_IMAGE024
时，实现零循环电流、零回流功率。
具体的实现，CLCLC型谐振变换器在相量域下的等效电路如图3所示：根据KCL和KVL定律，可得如下表达式：
Figure 886108DEST_PATH_IMAGE025
Figure 851528DEST_PATH_IMAGE026
其中，
Figure 155602DEST_PATH_IMAGE027
是v p 的相量表达形式，
Figure 514820DEST_PATH_IMAGE028
是v s 转移到一次侧的相量表达形式，
Figure 934038DEST_PATH_IMAGE029
是L s 转 换到一次侧的变量，
Figure 31761DEST_PATH_IMAGE030
是C s 转换到一次侧的变量。
Figure 128025DEST_PATH_IMAGE031
为开关角频率:
Figure 652285DEST_PATH_IMAGE032
，L p 为一次侧谐振电感，C x 和C p 为一次侧谐振电容，L s 为二次侧谐振电感，C s 为二次侧谐振电容，Q为归一化质量因数：
Figure 204138DEST_PATH_IMAGE033
，R L 为负载电阻：
Figure 573678DEST_PATH_IMAGE034
，其中
Figure 852343DEST_PATH_IMAGE035
为额定功率，Z c 为基值阻抗：
Figure 417011DEST_PATH_IMAGE036
，其中
Figure 247040DEST_PATH_IMAGE037
，
Figure 424466DEST_PATH_IMAGE038
， 则谐振角频率
Figure 826147DEST_PATH_IMAGE039
。
当电路谐振运行时，令开关角频率等于谐振角频率，上述表达式可以化简为:
Figure 537882DEST_PATH_IMAGE040
Figure 684568DEST_PATH_IMAGE041
谐振电流和电压的相位图如图4所示：一次侧谐振电流i p 超前二次侧电压
Figure 858891DEST_PATH_IMAGE015
角度 90°，二次侧谐振电流i s 滞后一次侧电压v p 角度90°。一次侧基波电压v p 可分解成v p0 和v p1 ，其 中v p0 表示电压相位为0。同理，二次侧基波电压
Figure 532056DEST_PATH_IMAGE015
可分解成
Figure 371617DEST_PATH_IMAGE042
和
Figure 707396DEST_PATH_IMAGE043
，其中
Figure 443269DEST_PATH_IMAGE044
表示电压相 位为
Figure 174202DEST_PATH_IMAGE001
。
由于变换器谐振运行，基波能量占很大比重，可采用基波近似(FHA)法进行稳态分 析。因此，v p 和
Figure 617953DEST_PATH_IMAGE015
的相量表达形式可表示为：
Figure 682773DEST_PATH_IMAGE045
Figure 968874DEST_PATH_IMAGE046
由上述表达式可得一次侧谐振电流的相量形式
Figure 423820DEST_PATH_IMAGE047
、二次侧谐振电流的相量形式
Figure 913839DEST_PATH_IMAGE048
：
Figure 991254DEST_PATH_IMAGE049
为了实现零循环电流、零回流功率，需要对谐振电流的相位进行调整。将一次侧谐 振电流i p 过零点调整在0处，而二次侧谐振电流i s 过零点调整在
Figure 149221DEST_PATH_IMAGE001
处，如图4所示。即需要满 足以下条件：
Figure 136638DEST_PATH_IMAGE050
因此，只需要满足
Figure 656612DEST_PATH_IMAGE002
就可以保证零循环电流、零回流功率。
根据电流和电压表达式可以得到输出功率
Figure 878382DEST_PATH_IMAGE051
：
Figure 476591DEST_PATH_IMAGE052
这里，
Figure 210192DEST_PATH_IMAGE053
表示最大输出功率，
Figure 497472DEST_PATH_IMAGE054
。那么输出功率的标幺值
Figure 847682DEST_PATH_IMAGE055
：
Figure 774882DEST_PATH_IMAGE056
，由于δ的范围在0到π之间，根据表达式可以知道标幺值输出功率在25%到100%之 间。
定义电压增益M的表达式如下：
Figure 563322DEST_PATH_IMAGE057
则输出功率表达式可以化简为：
Figure 726231DEST_PATH_IMAGE058
下一步将进行关键参数设计：
选择
Figure 642365DEST_PATH_IMAGE059
，
Figure 113535DEST_PATH_IMAGE060
。设计输入电压Vin为150V~212V,输出电压Vout为53V~ 75V，额定功率P o 为200W。当电压增益M=1时，变换器为150V转75V，当M=0.5时，变换器为212V 转53V。
因此关键参数可以得到：
Figure 711743DEST_PATH_IMAGE061
，
Figure 508536DEST_PATH_IMAGE062
，
Figure 36600DEST_PATH_IMAGE063
，
Figure 520583DEST_PATH_IMAGE064
，
Figure 549194DEST_PATH_IMAGE065
为了验证理论分析，将采用以上参数在PSIM软件里进行仿真。
接下来，将在额定功率下进行仿真验证本发明的实际效果，如图5~图8所示。可以看出在额定输出功率的25%到100%之间实现零循环电流、零回流功率、全部开关管的软开关运行，从而获得最小化的导通损耗和开关损耗，极大地提高了变换器的效率。
另一实施例中，一种CLCLC型谐振变换器的调制系统，采用上述的CLCLC型谐振变换器，调制系统包括：
一次侧波形调节模块，一个周期内，使得一次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π；
二次侧波形调节模块，使得二次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固 定为π；调节二次侧电压滞后一次侧电压相位
Figure 370083DEST_PATH_IMAGE001
；通过调整谐振电流的相位与电压相位同 相，即一次侧谐振电流相位为0，二次侧谐振电流相位为
Figure 618400DEST_PATH_IMAGE001
。
一实施例中，还包括相位调整模块，对谐振电流的相位进行调整；将一次侧谐振电 流i p 过零点调整在0处，二次侧谐振电流i s 过零点调整在
Figure 437232DEST_PATH_IMAGE001
处，从而使得谐振电流与电压同 相位，即满足以下条件：
Figure 854438DEST_PATH_IMAGE066
时，实现零循环电流、零回流功率。
具体的实现同上，这里不再赘述。
上述实施例为本发明优选地实施方式，但本发明的实施方式并不受上述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种CLCLC型谐振变换器的调制方法，其特征在于，所述CLCLC型谐振变换器包括依次相连的一次侧全桥、谐振槽、高频变压器和二次侧全桥，所述一次侧全桥包括开关管S 1 ~ S 4 ，所述开关管S 1 ~S 4 构成一次侧有源全桥电路；所述谐振槽包括设置在一次侧的依次连接的一次侧谐振电容C p 、谐振电感L p 和谐振电容C x ，及设置在二次侧的二次侧谐振电容C s 和谐振电感L s ，所述谐振电容C x 设置在高频变压器的原边的两端；所述高频变压器的匝数比为1：n；所述二次侧全桥包括开关管Q 1 ~Q 4 ，所述开关管Q 1 ~Q 4 构成二次侧有源全桥电路，调制方法包括以下步骤：
步骤S01：一个周期内，使得一次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π，使得二次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π；具体包括，调节开关管S 1 ~S 4 的脉冲宽度，使开关管S 1 和S 2 保持50%占空比，将开关管S 4 的脉冲宽度调整到δ，开关管S 3 的脉冲宽度与S 4 互补，产生一个具有三电平的非对称电压波形，其正脉宽调整到δ，负脉宽固定为π；
步骤S02：调节二次侧电压滞后一次侧电压相位
Figure QLYQS_1
；通过调整谐振电流的相位与电压相位同相，即一次侧谐振电流相位为0，二次侧谐振电流相位为
Figure QLYQS_2
。
2.根据权利要求1所述的CLCLC型谐振变换器的调制方法，其特征在于，调节开关管Q 1 ~ Q 4 的脉冲宽度，使开关管Q 3 和Q 4 保持50%占空比，开关管Q 1 的脉冲宽度调整到δ，开关管Q 2 的脉冲宽度与其互补，且开关管Q 4 滞后开关管S 1 角度
Figure QLYQS_3
，产生一个具有三电平的非对称电压波形，其负脉宽固定为π，正脉宽调整到δ。
3.根据权利要求1所述的CLCLC型谐振变换器的调制方法，其特征在于，所述步骤S02之后还包括：
对谐振电流的相位进行调整；将一次侧谐振电流i p 过零点调整在0处，二次侧谐振电流i s 过零点调整在
Figure QLYQS_4
处，从而使得谐振电流与电压同相位，即满足以下条件：
Figure QLYQS_5
时，实现零循环电流、零回流功率。
4.根据权利要求3所述的CLCLC型谐振变换器的调制方法，其特征在于，一次侧谐振电流i p ，二次侧谐振电流i s 的计算方法包括：
得到变换器在相量域下的等效电路，根据KCL和KVL定律，得到：
Figure QLYQS_6
Figure QLYQS_7
其中，
Figure QLYQS_8
是一次侧中点交流电压v p 的相量表达形式，
Figure QLYQS_9
是二次侧中点交流电压v s 转换到一次侧的相量表达形式，
Figure QLYQS_10
是L s 转换到一次侧的变量，
Figure QLYQS_11
是C s 转换到一次侧的变量；
Figure QLYQS_12
为一次侧谐振电流的相量形式，
Figure QLYQS_13
为二次侧谐振电流的相量形式，
Figure QLYQS_14
为开关角频率，L p 为一次侧谐振电感，L s 为二次侧谐振电感，C s 为二次侧谐振电容；
当电路谐振运行时，开关角频率等于谐振角频率，谐振角频率
Figure QLYQS_15
，上述表达式化简为：
Figure QLYQS_16
Figure QLYQS_17
采用基波近似法进行稳态分析，v p 和二次侧基波电压
Figure QLYQS_18
的相量表达形式表示为：
Figure QLYQS_19
Figure QLYQS_20
进一步得到：
Figure QLYQS_21
Vin和Vout分别是输入电压和输出电压。
5.根据权利要求3所述的CLCLC型谐振变换器的调制方法，其特征在于，还包括：
得到输出功率
Figure QLYQS_22
：
Figure QLYQS_23
其中，
Figure QLYQS_24
表示最大输出功率，
Figure QLYQS_25
，输出功率的标幺值
Figure QLYQS_26
，由于δ的范围在0到π之间，得到标幺值输出功率在25%到100%之间。
6.一种CLCLC型谐振变换器的调制系统，其特征在于，采用权利要求1所述的CLCLC型谐振变换器，调制系统包括：
一次侧波形调节模块，一个周期内，使得一次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π；具体包括，调节开关管S 1 ~S 4 的脉冲宽度，使开关管S 1 和S 2 保持50%占空比，将开关管S 4 的脉冲宽度调整到δ，开关管S 3 的脉冲宽度与S 4 互补，产生一个具有三电平的非对称电压波形，其正脉宽调整到δ，负脉宽固定为π；
二次侧波形调节模块，使得二次侧电压正半周脉冲宽度可调，负半周脉冲宽度固定为π；调节二次侧电压滞后一次侧电压相位
Figure QLYQS_27
；通过调整谐振电流的相位与电压相位同相，即一次侧谐振电流相位为0，二次侧谐振电流相位为
Figure QLYQS_28
。
7.根据权利要求6所述的CLCLC型谐振变换器的调制系统，其特征在于，所述二次侧波形调节模块，调节开关管Q 1 ~Q 4 的脉冲宽度，使开关管Q 3 和Q 4 保持50%占空比，开关管Q 1 的脉冲宽度调整到δ，开关管Q 2 的脉冲宽度与其互补，且开关管Q 4 滞后开关管S 1 角度
Figure QLYQS_29
，产生一个具有三电平的非对称电压波形，其负脉宽固定为π，正脉宽调整到δ。
8.根据权利要求6所述的CLCLC型谐振变换器的调制系统，其特征在于，还包括相位调整模块，对谐振电流的相位进行调整；将一次侧谐振电流i p 过零点调整在0处，二次侧谐振电流i s 过零点调整在
Figure QLYQS_30
处，从而使得谐振电流与电压同相位，即满足以下条件：
Figure QLYQS_31
时，实现零循环电流、零回流功率。
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