CN115833602B - 一种双变压器式谐振变换器及其调制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种双变压器式谐振变换器及其调制方法，包括一次侧三桥臂电路和二次侧全桥电路两部分，所述一次侧三桥臂电路由4个MOSFET开关管组成，每个开关管处并联1个体二极管以及1个寄生电容。此电路视为两个半桥电路并联。所述二次侧全桥电路由4个二极管组成，谐振电感L_r和谐振电容C_r在二次侧串联。所述一次侧三桥臂电路与二次侧全桥电路通过两个高频变压器T₁和T₂相连接，变压器一次侧并联，二次侧串联，T₁和T₂的变比分别是n₁:1及n₂:1；一次侧两个桥臂开关管间移相角为α，通过改变移相角α改变变换器输出功率；本发明通过设计选择变压器变比k，在全负载范围下软开关运行，提升了变换器性能及效率。

Description

一种双变压器式谐振变换器及其调制方法

技术领域

本发明涉及电力电子变换技术领域，具体为一种双变压器式谐振变换器及其调制方法。

背景技术

在可再生能源发电、储能系统、电动汽车等领域，DC-DC谐振变换器是必不可少的电能转换装置。其中双有源桥谐振变换器由于其高功率密度、电气隔离和易于实现零电压开关(ZVS)等优点应用最为广泛。传统双有源桥谐振变换器通常由两个有源全桥、谐振槽和一个高频变压器组成，通过控制两个高频电压的移相角来控制变换器由输入侧到输出侧输送的功率。

双有源桥谐振变换器常用的调制方法为移相调制，例如单移相调制(SPS)、扩展移相调制(EPS)、双移相调制(DPS)、三移相调制(TPS)等。虽然这些调制方法可以在一定程度上优化变换器的无功功率、循环电流、软开关特性等性能，但也不可避免的存在轻载下无法保证ZVS的问题，增加了变换器的开关损耗，从而导致变换器的效率降低。基于此，本发明设计了一种双变压器式谐振变换器及其调制方法，以解决上述问题。

发明内容

本发明的目的在于提供一种双变压器式谐振变换器及其调制方法，以解决现有技术中所存在的低功率下变换器会丢失ZVS，从而导致开关损耗增加，效率低下的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种双变压器式谐振变换器，包括：

本发明提出了一种双变压器式谐振变换器及其调制方法，包括：

一次侧三桥臂电路，所述一次侧三桥臂电路包括4个MOSFET开关管，每个开关管处并联1个体二极管以及1个寄生电容，视为两个半桥电路并联；

二次侧全桥电路，所述二次侧全桥电路由4个二极管组成，谐振电感L_r和谐振电容C_r在二次侧串联；

所述一次侧三桥臂电路与二次侧全桥电路通过两个高频变压器T₁和T₂相连接，变压器原边侧为一次侧三桥臂电路，作为双变压器式变换器的输入端，副边侧为二次侧全桥电路，作为变换器的输出端，变压器一次侧并联，二次侧串联；

通过设计选择变压器变比k，在全负载范围下软开关运行。

优选的，V_H和V_L分别是输入电压和输出电压，i_r和i_L分别是谐振电流和输出电流，C_r和C_L分别是外接谐振电容和滤波电容，L_r为外接谐振电感和变压器漏感之和，M_A到M_D为一次侧三桥臂电路的开关管元件，d₁到d₄为二次侧全桥的二极管元件，一次侧三桥臂电路4个开关管元件每个都是由一个体二极管d_A到d_D和一个寄生电容C_MA到C_MD组成，n₁和n₂分别是变压器T₁和T₂变比，并令k为两个变压器变比的比值，k＝n₂/n₁。

更进一步，双变压器式谐振变换器的一次侧三桥臂电路视为由两个半桥电路M_A、M_B、T₁和M_C、M_D、T₂并联组成，直流电源V_H并联两个均压电容C₁、C₂，并由两个半桥电路共享；寄生电容C_MA到C_MD与开关管并联，减少关断损失；一次侧三桥臂电路中的两个半桥电路在高频变压器T₁、T₂的原边侧并联；高频变压器与谐振电感L_r和谐振电容C_r串联后与二次侧全桥电路的4个二极管相连，变换器的输出端采用滤波电容。

优选的，调节一次侧三桥臂开关管M_A到M_D的移相角，由此产生中点交流电压v_xz和v_yz的波形：开关M_A、M_B、M_C、M_D的占空比均为50％，且开关M_A和M_B，M_C和M_D互补导通；调节开关M_C滞后M_A角度α，因此，产生了两个中点交流电压v_xz和v_yz波形。

更进一步，由于二次侧全桥电路由4个二极管组成，因此变换器二次侧实现自然整流，即谐振电流i_r与二次侧交流电压v_mn同相位运行；二次侧交流电压v_mn滞后于开关M_A开启点角度γ，即滞后于中点电压v_xz角度γ。

更进一步，由于变换器谐振运行，可采用基波近似FHA法进行稳态分析；由变换器的电路结构得到变换器的FHA等效电路图，其中两个电压源分别是v_eq和v_mn，M为电压增益、ω_s为开关角频率，v_xz、v_yz为一次侧高频交流电压，v_mn为二次侧高频交流电压，γ为v_mn滞后v_xz的移相角，v_eq是v_xz和v_yz的等效电压源；由此可以得到v_eq和v_mn的时域基波表达式；

更进一步，根据变压器T₁的匝数比n₁得出变换器的电压增益M；根据标幺化开关频率F＝ω_s/ω_r、开关角频率ω_s、质量因数Q＝ω_rL_r/Z_B可以得到谐振电感与谐振电容的标幺化阻抗：

QF-Q/F

利用等效电路图，先求出谐振电流相角Φ_ir,pu和峰值电流I_r,pu表达式，进而可以得到标幺化的谐振电流表达式：

i_r,pu(ω_st)＝I_r,pucos(ω_st+Φ_ir,pu)

其中i_r,pu为标幺化谐振电流，I_r,pu为标幺化谐振电流的峰值，Φ_ir,pu为谐振电流与v_eq的移相角；

进而得到标幺化输出功率P_L,pu关于一次侧三桥臂电路开关管内移相角α与二次侧移相角γ的表达式：

由于二次侧全桥实现自然整流，变换器谐振电流i_r与二次侧电压v_mn同相位，因此谐振电流在ω_st＝γ处为0；标幺化输出功率P_L,pu表达式可以化简为：

本发明提出了一种双变压器式谐振变换器及其调制方法，通过分析ZVS区域及功率传输特性，得到开关M_A、M_B、M_C、M_D的ZVS条件；通过调节所述两个变压器之比k，可以有效保持所有开关全负载下满足ZVS运行，降低双变压器式谐振变换器的开关损耗，保证变换器取得极高的性能与效率。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明利用所述一次侧三桥臂电路，可以有效减小一次侧所受电压应力；通过设计双变压器的变比参数k，保证变换器所有开关元件全负载下实现ZVS，可以有效降低双变压器式谐振变换器的开关损耗，保证变换器取得极高的性能和效率。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对实施例描述所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是双变压器式谐振变换器原理图；

图2是变换器的稳态波形图；

图3是变换器的FHA等效电路图；

图4是变换器ZVS及功率传输图；

图5是变换器双变压器变比k的参数设计选择图；

图6是变换器在V_H＝150V，V_L＝80V下各负载关键参数仿真波形图：(a)200W；(b)150W；(c)100W；(d)50W。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。

原理图如图1所示，V_H和V_L分别是输入电压和输出电压，i_r和i_L分别是谐振电流和输出电流，C_r和C_L分别是外接谐振电容和滤波电容，L_r为外接谐振电感和变压器漏感之和，M_A到M_D为一次侧三桥臂电路的开关管，d₁到d₄为二次侧全桥的二极管，一次侧三桥臂电路4个开关管每个都是由一个体二极管(d_A到d_D)和一个寄生电容(C_MA到C_MD)组成，n₁和n₂分别是变压器T₁和T₂的变比，并令k为两个变压器之比，k＝n₂/n₁。。

双变压器式谐振变换器的一次侧三桥臂电路可视为由两个半桥电路(M_A、M_B、T₁和M_C、M_D、T₂)并联组成，直流电源(V_H)并联两个均压电容C₁、C₂，并由两个半桥电路共享。寄生电容C_MA到C_MD与开关管并联，有助于减少关断损失。一次侧三桥臂电路中的两个半桥电路在高频变压器T₁、T₂的原边侧并联。高频变压器与谐振电感和谐振电容(L_r和C_r)串联后与二次侧全桥电路的4个二极管相连，变换器的输出端采用电容滤波器。

调节一次侧开关管M_A到M_D的移相角，由此产生中点交流电压v_xz和v_yz的波形。具体方法为：开关M_A、M_B、M_C、M_D的占空比均为50％，且开关M_A和M_B，M_C和M_D互补导通。调节开关M_C滞后M_A角度α，因此，产生了两个中点交流电压v_xz和v_yz的波形。

由于二次侧全桥电路由4个二极管组成，因此变换器二次侧实现自然整流，即谐振电流i_r与二次侧交流电压v_mn同相位运行；二次侧交流电压v_mn滞后于开关M_A开启点角度γ，即滞后于中点电压v_xz角度γ。通过稳态分析，根据中点一次侧交流电压v_xz、v_yz和二次侧交流电压v_mn的波形可以得到谐振电流i_r,pu的波形。

为了得到一次侧交流电压v_xz与v_yz间移相角α以及与二次侧交流电压v_mn间移相角γ对应的谐振电流以及输出功率的表达式，由于变换器谐振运行，所以使用基波近似(FHA)的方法进行稳态分析，为了方便起见，所有数值均标幺化。

Z_B＝R_L

由变换器的电路结构得到变换器的FHA等效电路图。

图3为变换器的FHA等效电路，其中两个电压源分别是v_eq和v_mn，v_eq是v_xz、v_yz的等效电压源。可以得到：

接着，根据变压器T₁的匝数比n₁得出变换器的电压增益M。

M＝(n₁V_L)/V_H

根据标幺化开关频率F＝ω_s/ω_r、开关角频率ω_s、质量因数Q＝ω_rL_r/Z_B可以得到谐振电感和谐振电容的标幺化阻抗：

QF-Q/F

利用等效电路，根据谐振电流相角Φ_ir,pu和峰值电流I_r,pu可以得到标幺化的谐振电流表达式i_r,pu(ω_st)：

i_r,pu(ω_st)＝I_r,pucos(ω_st+Φ_ir,pu)

其中谐振电流峰值I_r,pu和相角Φ_ir,pu分别是：

根据谐振电流和电压表达式，可以得到标幺化输出功率P_L,pu表达式：

接着，由于二次侧实现自然整流，谐振电流i_r与二次侧电压v_mn同相位运行，因此谐振电流在ω_st＝γ处为0，即：

i_r,pu(γ)＝0

可以得到M、α与γ的关系为：

因此，标幺化的输出功率P_L,pu可以化简为：

然后分析ZVS的范围，每个开关的ZVS运行的基本条件是：当开关接通时，开关电流应为负。为了实现ZVS，在开关管M_A和M_C的开通时刻，谐振电流为负，而在开关管M_B和M_D的开通时刻，谐振电流为正。

因此，开关M_A到M_D的ZVS运行条件简化如下：M_A和M_C的ZVS要求i_r<0，而M_B和M_D的ZVS要求i_r>0。ZVS运行条件可以表示为：

将此条件代入谐振电流表达式并化简，可以得出每个开关对应的ZVS条件：

进一步的，根据图4，可以发现开关管M_A和M_B永远满足ZVS运行条件，而开关管M_C与M_D在轻载甚至半载下都可能会失去ZVS，因此，变换器临界ZVS功率满足的条件为：

接着将其代入双变压器式谐振变换器的功率表达式中，得到变换器的临界ZVS功率表达式为：

对于传统的PWM变换器，其临界ZVS功率表达式为：

接着，令D为两种变换器临界ZVS功率之比，可以得到：

以M＝0.5为例，D与k的关系图如图5所示，D的大小意味着双变压器式谐振变换器开关管保持ZVS运行能力的强弱，可以发现，当k＝0.5时，D的值非常的大，即在这种情况下提出的双变压器式谐振变换器的开关管在全负载下能够满足ZVS运行。

对变换器进行参数设计，具体为：选择M＝0.5，k＝0.5，F＝1.4，Q＝1。设计输入电压V_H为150V,输出电压V_L为80V，额定功率P_r为200W，开关频率为100kHz。

因此可以得到关键参数为：n₁＝0.9375，n₂＝0.46875，R_L＝32Ω，L_r＝71.3μH，C_r＝69.63nF。

为了验证理论分析，对变换器进行PSIM仿真测试，其200W，150W，100W，50W的仿真图如图6所示。

从图6的仿真波形图可以发现，在50W，即25％的轻载状态下，提出的双变压器式谐振变换器依旧可以满足全部开关管ZVS运行，且二次侧输出电流基本无环流，变换器效率大大提高，所有仿真波形与理论波形一致。

根据本发明的实施例提供的双变压器式谐振变换器及其调制方法，利用所述一次侧三桥臂电路，可以有效减小一次侧所受电压应力；通过设计双变压器的变比参数k，保证变换器所有开关元件全负载下实现ZVS，可以有效降低双变压器式谐振变换器的开关损耗，保证变换器取得极高的性能和效率。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

以上公开的本发明优选实施例只是用于帮助阐述本发明。优选实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施方式。显然，根据本说明书的内容，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地理解和利用本发明。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (6)

1.一种双变压器式谐振变换器，其特征在于：包括：

一次侧三桥臂电路，所述一次侧三桥臂电路包括4个MOSFET开关管，每个开关管处并联1个体二极管以及1个寄生电容，视为两个半桥电路并联；

二次侧全桥电路，所述二次侧全桥电路由4个二极管组成，谐振电感L_r和谐振电容C_r在二次侧串联；

所述一次侧三桥臂电路与二次侧全桥电路通过两个高频变压器T₁和T₂相连接，变压器原边侧为一次侧三桥臂电路，作为双变压器式变换器的输入端，副边侧为二次侧全桥电路，作为变换器的输出端，变压器一次侧并联，二次侧串联；

通过设计选择变压器变比k，在全负载范围下软开关运行；

由于变换器谐振运行，可采用基波近似FHA法进行稳态分析；由变换器的电路结构得到变换器的FHA等效电路图，其中两个电压源分别是v_eq和v_mn，M为电压增益、ω_s为开关角频率，v_xz、v_yz为一次侧高频交流电压，v_mn为二次侧高频交流电压，γ为v_mn滞后v_xz的移相角，v_eq是v_xz和v_yz的等效电压源；由此可以得到v_eq和v_mn的时域基波表达式；

根据变压器T₁的匝数比n₁得出变换器的电压增益M；根据标幺化开关频率F＝ω_s/ω_r、开关角频率ω_s、质量因数Q＝ω_rL_r/Z_B可以得到谐振电感与谐振电容的标幺化阻抗：

QF-Q/F

利用等效电路图，先求出谐振电流相角Φ_ir,pu和峰值电流I_r,pu表达式，进而可以得到标幺化的谐振电流表达式：

i_r,pu(ω_st)＝I_r,pucos(ω_st+Φ_ir,pu)

其中i_r,pu为标幺化谐振电流，I_r,pu为标幺化谐振电流的峰值，Φ_ir,pu为谐振电流与v_eq的移相角；

进而得到标幺化输出功率P_L,pu关于一次侧三桥臂电路开关管内移相角α与二次侧移相角γ的表达式：

由于二次侧全桥实现自然整流，变换器谐振电流i_r与二次侧电压v_mn同相位，因此谐振电流在ω_st＝γ处为0；标幺化输出功率P_L,pu表达式可以化简为：

2.根据权利要求1所述的一种双变压器式谐振变换器，其特征在于：V_H和V_L分别是输入电压和输出电压，i_r和i_L分别是谐振电流和输出电流，C_r和C_L分别是外接谐振电容和滤波电容，L_r为外接谐振电感和变压器漏感之和，M_A到M_D为一次侧三桥臂电路的开关管元件，d₁到d₄为二次侧全桥的二极管元件，一次侧三桥臂电路4个开关管元件每个都是由一个体二极管d_A到d_D和一个寄生电容C_MA到C_MD组成，n₁和n₂分别是变压器T₁和T₂变比，并令k为两个变压器变比的比值，k＝n₂/n₁。

3.根据权利要求2所述的一种双变压器式谐振变换器，其特征在于：双变压器式谐振变换器的一次侧三桥臂电路视为由两个半桥电路M_A、M_B、T₁和M_C、M_D、T₂并联组成，直流电源V_H并联两个均压电容C₁、C₂，并由两个半桥电路共享；寄生电容C_MA到C_MD与开关管并联，减少关断损失；一次侧三桥臂电路中的两个半桥电路在高频变压器T₁、T₂的原边侧并联；高频变压器与谐振电感L_r和谐振电容C_r串联后与二次侧全桥电路的4个二极管相连，变换器的输出端采用滤波电容。

4.根据权利要求3所述的一种双变压器式谐振变换器，其特征在于，调节一次侧三桥臂开关管M_A到M_D的移相角，由此产生中点交流电压v_xz和v_yz的波形：开关M_A、M_B、M_C、M_D的占空比均为50％，且开关M_A和M_B，M_C和M_D互补导通；调节开关M_C滞后M_A角度α，因此，产生了两个中点交流电压v_xz和v_yz波形。

5.根据权利要求4所述的一种双变压器式谐振变换器，其特征在于：由于二次侧全桥电路由4个二极管组成，因此变换器二次侧实现自然整流，即谐振电流i_r与二次侧交流电压v_mn同相位运行；二次侧交流电压v_mn滞后于开关M_A开启点角度γ，即滞后于中点电压v_xz角度γ。

6.一种如权利要求1-5任一所述的双变压器式谐振变换器的调制方法，其特征于：通过分析ZVS区域及功率传输特性，得到开关M_A、M_B、M_C、M_D的ZVS条件；通过调节所述两个变压器之比k，保持所有开关全负载下满足ZVS运行。