CN113872451A - 谐振型双有源桥式变换电路的控制方法、控制器及变换器 - Google Patents

谐振型双有源桥式变换电路的控制方法、控制器及变换器 Download PDF

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Abstract

本申请公开了一种谐振型双有源桥式变换电路的控制方法，包括以下步骤：对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样；利用输入电压和输出电压计算电压增益；利用电压增益计算原边电路在谐振频率下的桥内移相角，以及，开关频率下的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差；根据副边电流计算谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；根据开关频率、谐振频率下的桥内移相角和相角差产生控制信号，控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。本申请仅用电压增益计算出两个移相角，然后通过频率控制调整电路的输出电流，使电路的控制变得简单，计算量小。本申请还提供一种控制器和一种变换器。

Description

谐振型双有源桥式变换电路的控制方法、控制器及变换器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，特别涉及谐振型双有源桥式变换电路的控制方法、控制器及变换器。
背景技术
近年由于电动汽车充电、光伏储能等行业的兴起，DC/DC变换器越来越受到人们的重视。特别是双有源桥式DC/DC变换器，可以通过变压器实现原副边电气隔离，是DC/DC变换器中的研究热点。
不过，当前DAB（Dual Active Bridge，双有源桥式）变换电路存在一些缺陷，比如电路的电压增益范围小、某些工况下开关器件的软开关失效等。
为解决上述问题，现有的一种改进方案为在DAB变换电路中加入LC谐振电路，同时对该带谐振网络的DAB变换电路，或采用频率控制，或采用移相控制，或根据输入输出电压大小和功率大小，分成不同的工作区间，每个区间择优使用移相控制或频率控制。采用以上控制的DAB变换电路可以获得更宽的工作范围和/或更高的效率，但是计算量比较大，控制复杂。
发明内容
本申请目的是提供一种谐振型双有源桥式变换电路的控制方法、装置及变换器，解决现有技术中使用变频移相方式调节谐振型双有源桥式变换电路计算量大，控制复杂的问题。
一种谐振型双有源桥式变换电路的控制方法，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与变压器的原边电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，副边电路的交流侧与变压器的副边电性连接，所述方法包括以下步骤：
对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样；
根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益；
利用所述电压增益计算所述原边电路在谐振频率下的桥内移相角，以及，开关频率下的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差；
根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；
根据所述开关频率、谐振频率下的桥内移相角和相角差产生控制信号，控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。
进一步的，利用所述电压增益计算谐振频率下所述原边电路的桥内移相角，以及，原边电路和副边电路之间的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差的步骤包括：
获取谐振电感电流和谐振电容电压在时域内的关系式；
以原边桥臂中点电压的正值为基准值，对谐振电感电流的关系式和谐振电容电压的关系式的中的电压和电流进行标幺化，获得谐振电感电流与谐振电容电压的关系式；
根据谐振电感电流与谐振电容电压的关系式以及每个正弦半波周期中实时的原边桥臂中点电压和副边桥臂中点电压获得不同时刻的谐振电感电流、谐振电容电压与电压增益之间的函数关系；
将所述谐振电感电流与谐振电容电压的关系式以及谐振电感电流、谐振电容电压与电压增益之间的函数关系几何图形化，根据几何关系得到所述谐振频率下的桥内移相角和相角差。
进一步的，当电压增益小于1时，所述谐振频率下的桥内移相角
Figure DEST_PATH_IMAGE001
和相角差
Figure DEST_PATH_IMAGE002
为：
Figure DEST_PATH_IMAGE003
其中，H3的值由死区时间决定，为已知量，M为电压增益，Mc为谐振电容的电压峰值以原边桥臂中点电压的正值为基准值的标幺值。
进一步的，当电压增益大于或等于1时，所述谐振频率下的桥内移相角
Figure 815563DEST_PATH_IMAGE001
和相角 差
Figure 185234DEST_PATH_IMAGE002
为：
Figure DEST_PATH_IMAGE004
其中，H3的值由死区时间决定，为已知量，M为电压增益，Mc为谐振电容的电压峰值以原边桥臂中点电压的正值为基准值的标幺值。
进一步的，根据所述开关频率、谐振频率下的桥内移相角和相角差产生控制信号 的步骤包括根据所述开关频率以及在谐振频率下的桥内移相角
Figure 95464DEST_PATH_IMAGE001
和相角差
Figure 818569DEST_PATH_IMAGE002
计算在所 述开关频率下的桥内移相角
Figure DEST_PATH_IMAGE005
和桥间移相角
Figure DEST_PATH_IMAGE006
，在所述开关频率下的桥内移相角
Figure 226417DEST_PATH_IMAGE005
和桥间移相角
Figure 235830DEST_PATH_IMAGE006
分别为：
Figure DEST_PATH_IMAGE007
，
Figure DEST_PATH_IMAGE008
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE009
为谐振腔的谐振频率，
Figure DEST_PATH_IMAGE010
为开关管的开关频率。
进一步的，所述根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率的步骤包括：
将所述副边电流与所述参考电流进行比较，获得误差放大值，根据所述误差放大值计算所述开关频率。
进一步的，所述原边电路包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂中的上开关管与第二桥臂中的下开关管导通信号相差一个桥内移相角，第一桥臂中的下开关管与第二桥臂中的上开关管导通信号相差一个桥内移相角。
进一步的，所述副边电路包括第三桥臂和第四桥臂，所述第三桥臂中的上开关管和第四桥臂中的下开关管同时开关，所述第三桥臂中的下开关管和第四桥臂中的上开关管同时开关，所述第一桥臂的上开关管与所述第三桥臂的上开关管的导通信号相差一个桥间移相角。
本申请还提供一种控制器，用于控制谐振型双有源桥式变换电路，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与变压器的原边电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，副边电路的交流侧与变压器的副边电性连接，所述控制器包括：
采样单元，分别对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样；
电压增益计算单元，根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益；
移相角计算单元，利用电压增益计算谐振频率下的原边电路的桥内移相角，以及，开关频率下的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差；
开关频率计算单元，根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；
PWM生成单元，根据开关频率和谐振频率下的桥内移相角以及桥间移相角产生控制信号，所述控制信号用于控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。
本申请还提供一种变换器，所述变换器包括：
谐振型双有源桥式变换电路，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及原副边分别包括至少一个绕组的变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与所述变压器的原边绕组电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，所述副边电路与所述变压器的副边绕组一一对应，每个所述副边电路的交流侧与对应的副边绕组电性连接；
控制器，所述控制器执行本申请提供的谐振型双有源桥式变换电路的控制方法。
与现有技术相比，本发明谐振型双有源桥式变换电路采用移相控制和频率控制相结合控制方式，采用时域分析法获得谐振电容电压和谐振电感电流的关系式，并将所述谐振电容电压和谐振电感电流的关系几何图形化，根据几何图形获得仅和电压增益相关的谐振频率下的桥内移相角和桥间移相角与桥内移相角之间的相角差，根据谐振频率下的桥内移相角和相角差，计算开关频率下的桥内移相角和桥间移相角，根据桥内移相角、桥间移相角以及计算出的开关频率对变换电路进行控制，使电路中各开关实现ZVS，提高工作效率，同时电压增益的范围广、控制自由度高。本发明控制简单，计算量小，高效实用。
进一步的，提供了一种包括多个副边电路且副边电路的直流侧并联的变换器，可以防止在大功率场合低压侧（副边）开关器件的电流应力过大的问题。
附图说明
图1为本申请提供的变换器示意图；
图2为本申请提供的控制器示意图；
图3为本申请提供的谐振型双有源桥式变换电路的等效电路示意图；
图4为本申请提供的电压增益M＜1时，一个周期内开关管的控制信号及变换器的电压电流波形示意图；
图5为本申请提供的电压增益M<1时，不同时间段内谐振电容电压
Figure DEST_PATH_IMAGE011
和谐振 电感电流
Figure DEST_PATH_IMAGE012
的关系示意图；
图6为变压器原副边分别有两个绕组的谐振型双有源桥式变换电路结构示意图；
图7为变压器原副边分别有多个绕组的谐振型双有源桥式变换电路结构示意图。
具体实施方式
以下将结合附图所示的具体实施方式对本发明进行详细描述，但这些实施方式并不限制本发明，本领域的普通技术人员根据这些实施方式所做出的结构、方法、或功能上的变换均包含在本发明的保护范围内。
如图1所示，为本申请提供的变换器示意图。变换器包括谐振型双有源桥式变换电路以及控制器。其中，谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、副边电路、变压器以及谐振腔。通过控制器对谐振型双有源桥式变换电路的工作状态进行控制。
其中，原边电路的直流侧与输入\输出源U1电性连接，原边电路的交流侧通过谐振腔与变压器的原边绕组电性连接。副边电路的交流侧与变压器的副边绕组电性连接，副边电路的直流侧与输入\输出源U2电性连接。
如图1所示，原边电路包括第一全桥和稳压电容C1，第一全桥包括第一桥臂和第二桥臂。其中，第一桥臂包括第二开关管Q2和第四开关管Q4，第二开关管Q2和第四开关管Q4的连接点作为第一桥臂的中点，第一桥臂的中点作为原边电路交流侧的第一端。第二开关管Q2作为第一桥臂的上开关管，第四开关管Q4作为第一桥臂的下开关管。第二桥臂包括串联的第一开关管Q1和第三开关管Q3，第一开关管Q1和第三开关管Q3的连接点作为第二桥臂的中点，第二桥臂的中点作为原边电路交流侧的第二端。第一开关管Q1作为第二桥臂的上开关管，第三开关管Q3作为第二桥臂的下开关管，第二桥臂的中点和第一桥臂的中点之间提供原边桥臂中点电压Up。
第一开关管Q1至第四开关管Q4可以为MOS管或IGBT，具体的，本申请MOS管为例说明，此时，第一开关管Q1的漏极和第二开关管Q2的漏极连接并作为原边电路的直流侧正端，与输入\输出源U1的正极电性连接。第一开关管Q1的源极和第三开关管Q3的漏极连接，连接点作为第二桥臂的中点，第二开关管Q2的源极与第四开关管Q4的漏极相连，连接点作为第一桥臂的中点。第三开关管Q3的源极和第四开关管Q4的源极作为原边电路的直流侧负端，与输入\输出源U1的负极电性连接。第一开关管Q1至第四开关管Q4的栅极分别与控制器连接，根据控制器提供的控制信号导通和关断。
稳压电容C1与第一桥臂并联，用于稳定原边电路直流侧的电压。谐振腔包括串联的谐振电容Cr和谐振电感Lr。其中谐振电容Cr的一端与第二桥臂的中点相连，谐振电容Cr的另一端与谐振电感Lr的一端相连，谐振电感Lr的另一端与变压器的原边绕组的一端电性连接，变压器原边绕组的另一端与第一桥臂的中点电性连接。
如图1所示，副边电路包括第二全桥和稳压电容C2，第二全桥包括并联的第三桥臂和第四桥臂，其中，第三桥臂包括第五开关管S1和第六开关管S3，第四桥臂包括串联的第七开关管S2和第八开关管S4；第五开关管S1与第六开关管S3的连接点作为第三桥臂的中点，第七开关管S2和第八开关管S4的连接点作为第四桥臂的中点，第三桥臂的中点作为副边电路交流侧的第一端，第四桥臂的中点作为副边电路交流侧的第二端。第五开关管S1作为第三桥臂的上开关管，第六开关管S3作为第三桥臂的下开关管，第七开关管S2作为第四桥臂的上开关管，第八开关管S4作为第四桥臂的下开关管，第三桥臂的中点和第四桥臂的中点之间提供副边桥臂中点电压Us。
第五开关管S1至第八开关管S4为MOS管或IGBT，本申请MOS管为例说明，第五开关管S1的漏极和第七开关管S2的漏极连接并作为副边电路的直流侧正端，与输入\输出源U2的正极电性连接。第五开关管S1的源极与第六开关管S3的漏极相连，连接点作为第三桥臂的中点。第六开关管S3的源极和第八开关管S3的源极连接并作为第三桥臂的副边电路的直流侧负端，与输入\输出源U2的负极电性连接。
第五开关管S1至第八开关管S4的栅极分别与控制器连接，根据控制器提供的控制信号导通和关断。
稳压电容C2与第三桥臂并联，用于稳定副边电路直流侧的电压。在副边电路中，副边电路交流侧的第一端与变压器副边绕组的一端电性连接，副边电路交流侧的第二端与变压器副边绕组的另一端电性连接。作为一种可选的实现方式，副边电路交流侧可以与变压器的副边绕组之间串联一个电容。
控制器根据原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流对第一开关管Q1至第四开关管Q4、第五开关管S1至第八开关管S4进行移相和调频控制，产生控制第一开关管Q1至第四开关管Q4、第五开关管S1至第八开关管S4的控制信号，控制第一开关管Q1至第四开关管Q4、第五开关管S1至第八开关管S4的导通与关断。
具体的，控制器对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压进行采样，根据 原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压，计算电压增益，利用所述电压增益计算 谐振频率下所述原边电路的桥内移相角
Figure 283289DEST_PATH_IMAGE001
，以及，开关频率下的桥间移相角
Figure 669140DEST_PATH_IMAGE006
与桥内移 相角
Figure 134757DEST_PATH_IMAGE005
在谐振频率下的相角差
Figure 65804DEST_PATH_IMAGE002
，采样副边电路的副边电流，根据所述副边电流计算开 关频率，根据所述开关频率以及所述桥内移相角
Figure 837162DEST_PATH_IMAGE001
、相角差
Figure 902070DEST_PATH_IMAGE002
计算开关频率下的所述桥 间移相角
Figure 363138DEST_PATH_IMAGE006
和桥内移相角
Figure 979933DEST_PATH_IMAGE005
，根据所述桥内移相角
Figure 18296DEST_PATH_IMAGE005
、桥间移相角
Figure 621316DEST_PATH_IMAGE006
以及开关频率 产生控制信号，控制第一开关管Q1至第四开关管Q4、第五开关管S1至第八开关管S4的导通与 关断。
对于谐振型双有源桥式变换电路，作为一种可选的实现方式，第一全桥的第一开 关管Q1和第三开关管Q3互补导通，第二开关管Q2和第四开关管Q4互补导通。为了保证同一桥 臂的开关管之间无直通风险，在互补导通的开关管之间设置死区。第一开关管Q1和第四开 关管Q4的导通信号相差一个桥内移相角
Figure 61525DEST_PATH_IMAGE005
。第二开关管Q2和第三开关管Q3的导通信号也 相差一个桥内移相角
Figure 334374DEST_PATH_IMAGE005
。
作为一种可选的实现方式，第二全桥中第五开关管S1和第七开关管S3互补导通，第六开关管S2和第八开关管S4互补导通。且第五开关管S1和第八开关管S4同时导通与关断，第六开关管S2和第七开关管S3同时导通与关断。在互补导通的开关管之间设置死区。
由于第一桥臂的第一开关管Q1和第四开关管Q4管的导通信号相差一个桥内移相角
Figure 250246DEST_PATH_IMAGE005
，第一全桥的第一开关管Q1的开通信号与第二全桥的第五开关管S1开通信号相差一个 桥间移相角
Figure 266744DEST_PATH_IMAGE006
，因此在开关频率下，原边桥臂中点电压Up与副边桥臂中点电压Us相位相 差相角
Figure DEST_PATH_IMAGE013
。
通过控制桥间移相角
Figure 623776DEST_PATH_IMAGE006
、桥内移相角
Figure 582373DEST_PATH_IMAGE005
可以控制功率流向，功率可以从原边电 路向副边电路传递，也可以从副边电路向原边电路传递。
图2示出本发明实施例的控制器的示意性框图，如图2所示，所述控制器包括：
采样单元，分别对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样；
电压增益计算单元，根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益；
移相角计算单元，利用电压增益计算谐振频率下的原边电路的桥内移相角
Figure 470695DEST_PATH_IMAGE001
，以 及，桥间移相角
Figure 946676DEST_PATH_IMAGE006
与桥内移相角
Figure 491970DEST_PATH_IMAGE005
之间的相角差
Figure 231256DEST_PATH_IMAGE002
；
误差放大模块，将副边电流与参考电流
Figure 100002_DEST_PATH_IMAGE014
相比较，获得误差放大值；
开关频率计算单元，根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；
PWM生成单元，根据开关频率和谐振频率下的桥内移相角
Figure 934769DEST_PATH_IMAGE001
以及桥间移相角
Figure 152124DEST_PATH_IMAGE002
产生控制信号PWM1-PWM8，分别用于控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。
具体的，开关频率计算单元包括误差放大模块和PI控制模块，误差放大模块将副 边电流与参考电流
Figure 811644DEST_PATH_IMAGE014
相比较，获得误差放大值，PI控制模块根据误差放大值计算开关频 率。
PWM生成单元根据谐振频率下的桥内移相角
Figure 862777DEST_PATH_IMAGE001
、相角差
Figure 974958DEST_PATH_IMAGE002
以及开关频率，获得开 关频率下的桥内移相角
Figure 871370DEST_PATH_IMAGE005
以及开关频率下的桥间移相角
Figure 119818DEST_PATH_IMAGE006
，根据开关频率和开关频率 下的桥内移相角
Figure 341852DEST_PATH_IMAGE005
以及桥间移相角
Figure 941329DEST_PATH_IMAGE006
产生控制信号PWM1-PWM8，控制信号PWM1-PWM4分 别用于控制第一开关管Q1至第四开关管Q4，控制信号PWM5-PWM8分别用于控制第五开关管S1 至第四开关管S4。
以下将对桥内移相角
Figure 172590DEST_PATH_IMAGE005
和桥间移相角
Figure 275545DEST_PATH_IMAGE006
的计算原理说明如下：
具体的，获取谐振电感电流和谐振电容电压在时域内的关系式。
如图3所示，为本申请提供的谐振型双有源桥式变换电路的等效电路。在等效电路 中的谐振电容电压
Figure DEST_PATH_IMAGE015
以及谐振电感电流
Figure DEST_PATH_IMAGE016
关系式如下：
Figure DEST_PATH_IMAGE017
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE018
为实时的原边桥臂中点电压，
Figure DEST_PATH_IMAGE019
为实时的副边桥臂输出电压折 算到原边的值。
Figure DEST_PATH_IMAGE020
为谐振电容Cr的初始电压，
Figure DEST_PATH_IMAGE021
为
Figure DEST_PATH_IMAGE022
，
Figure DEST_PATH_IMAGE023
为谐振腔的谐振频率，
Figure DEST_PATH_IMAGE024
为谐振电感Lr的初始电流，
Figure DEST_PATH_IMAGE025
为基本阻抗，
Figure DEST_PATH_IMAGE026
。
进一步的，对谐振电感电流
Figure DEST_PATH_IMAGE027
的关系式和谐振电容电压
Figure DEST_PATH_IMAGE028
的关系式中的 电压和电流进行标幺化，获得谐振电感电流
Figure 535057DEST_PATH_IMAGE027
关于谐振电容电压
Figure 762776DEST_PATH_IMAGE028
的关系式。
具体的，本申请以原边桥臂中点电压
Figure DEST_PATH_IMAGE029
的正值为基准值进行标幺化，若以原边桥 臂中点电压
Figure 250258DEST_PATH_IMAGE029
为基准值，将上面的各个量标幺化处理：
Figure DEST_PATH_IMAGE030
，
Figure DEST_PATH_IMAGE031
，
Figure DEST_PATH_IMAGE032
Figure DEST_PATH_IMAGE033
，
Figure DEST_PATH_IMAGE034
，
Figure DEST_PATH_IMAGE035
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE036
为谐振电容Cr的初始电压的标幺值，
Figure DEST_PATH_IMAGE037
为谐振电容Cr的实时电 压的标幺值，
Figure DEST_PATH_IMAGE038
为谐振电感Lr的初始电流的标幺值，
Figure DEST_PATH_IMAGE039
为谐振电感Lr的实时电流的 标幺值，
Figure DEST_PATH_IMAGE040
为实时的副边桥臂中点电压折算到原边后的值
Figure DEST_PATH_IMAGE041
的标幺值，
Figure DEST_PATH_IMAGE042
为实时的原边桥臂中点电压
Figure DEST_PATH_IMAGE043
标幺值。
具体的，令
Figure DEST_PATH_IMAGE044
，可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE045
整理后可得：
Figure DEST_PATH_IMAGE046
其中
Figure DEST_PATH_IMAGE047
由此可知，（
Figure DEST_PATH_IMAGE048
，
Figure DEST_PATH_IMAGE049
）正好是以（X，0）为圆心，以
Figure DEST_PATH_IMAGE050
为半径的圆上的点。谐 振电感电流
Figure DEST_PATH_IMAGE051
与谐振电容电压
Figure DEST_PATH_IMAGE052
的关系式为圆的形式，在不同时刻，原边桥臂 中点电压
Figure DEST_PATH_IMAGE053
和副边桥臂中点电压折算到原边的值
Figure DEST_PATH_IMAGE054
的值不同，圆心和半径在变 化，圆的轨迹不同。
进一步的，根据谐振电感电流
Figure 851395DEST_PATH_IMAGE051
与谐振电容电压
Figure DEST_PATH_IMAGE055
的关系式以及每个 正弦半波周期中原边桥臂中点电压
Figure 71024DEST_PATH_IMAGE053
和副边桥臂中点电压折算到原边的值
Figure 254881DEST_PATH_IMAGE054
获 得不同时刻谐振电感电流
Figure 952578DEST_PATH_IMAGE051
、谐振电容电压
Figure 780857DEST_PATH_IMAGE055
与电压增益M之间的函数关系。
如图4所示，为电压增益M＜1时，一个正弦周期内各开关管的控制信号及变换器的电压电流波形示意图，其中，Up为原边桥臂中点电压、N*Us为副边桥臂中点电压折算到原边的值、Up-N*Us为谐振电感Lr的电压、Ir为谐振电感电流。
变换电路在正半周期的工作过程说明如下：
第一阶段[t1,t2]，第二开关管Q2关断，第四开关管Q4在谐振电感电流Ir由负变为0时开通，第四开关管Q4实现ZVS。经过死区时间后，第四开关管Q4导通，此时原边桥臂中点电压Up为正，副边电路第七开关管S2和第六开关管S3保持导通，此时谐振腔两端电压为Up+N*Us，谐振电感电流Ir迅速增大，方向由负变为正。
第二阶段[t2,t3]，第七开关管S2和第六开关管S3关断，由于死区时间的存在，第五开关管S1和第八开关管S4没有立刻开通，此时谐振电感电流Ir会经由第五开关管S1和第八开关管S4的反并联二极管续流，第五开关管S1和第八开关管S4两端电压降到0，第五开关管S1和第八开关管S4导通，第五开关管S1和第八开关管S4实现软开关ZVS。副边桥臂中点电压Us由负变为正，此时第一开关管Q1和第四开关管Q4保持导通，谐振腔两端电压仍是正值，谐振电感电流Ir方向为正，且缓慢增加。
第三阶段[t3,t4]，第一开关管Q1关断，第三开关管Q3由于死区时间并未开通，谐振电感电流Ir经由第三开关管Q3的反并联二极管续流，第三开关管Q3两端电压降到0，第三开关管Q3开通，第三开关管Q3实现软开关ZVS。此时第四开关管Q4保持导通状态，原边桥臂中点电压Up降到0，第五开关管S1和第八开关管S4保持导通，副边桥臂中点电压Us为正，谐振腔两端的电压为负值，谐振电感电流Ir由正值逐渐减小。
负半周期的三个阶段[t5,t6]、[t6,t7]以及[t0,t1]分别与正半周期的第一阶段[t1,t2]、第二阶段[t2,t3]以及第三阶段[t3,t4]一一对应，因此不再赘述。本发明实施例的变换电路在M>1的工作模态，与M<1时的差异在于移相角不同，具体工作过程也不详细列出。
进一步的，根据以上分析可知，在一个正弦半波周期，谐振电感电流
Figure DEST_PATH_IMAGE056
、谐振 电容电压
Figure DEST_PATH_IMAGE057
与电压增益M之间的关系式分为三段，分别对应第一阶段[t1,t2]、第二阶 段[t2,t3]以及第三阶段[t3,t4]，由图4可知，第一阶段[t1,t2]对应所述桥间移相角
Figure DEST_PATH_IMAGE058
与 所述桥内移相角
Figure DEST_PATH_IMAGE059
之间的相角差，第三阶段[t3,t4]对应所述桥内移相角
Figure 629776DEST_PATH_IMAGE059
。
将所述谐振电感电流
Figure DEST_PATH_IMAGE060
与谐振电容电压
Figure DEST_PATH_IMAGE061
的关系式以及谐振电感电 流
Figure 550197DEST_PATH_IMAGE060
、谐振电容电压
Figure 661372DEST_PATH_IMAGE061
与电压增益M之间的关系式几何图形化，根据几何关系得 到谐振频率下的所述桥内移相角
Figure 593425DEST_PATH_IMAGE001
和所述相角差
Figure 499064DEST_PATH_IMAGE062
。
具体的，在直角坐标系中作出不同时间段内谐振电容电压
Figure 782147DEST_PATH_IMAGE061
和谐振电感电 流
Figure 431434DEST_PATH_IMAGE060
的几何图形，如图5所示，为电压增益M<1时，不同时间段内谐振电容电压
Figure 217993DEST_PATH_IMAGE061
和谐振电感电流
Figure 560113DEST_PATH_IMAGE060
的示意图。其中，Mc为谐振电容Cr的电压峰值以原边桥臂中点电压 的正值
Figure DEST_PATH_IMAGE063
为基准值的标幺值。第二阶段[t1,t2]、第三阶段[t2,t3]以及第四阶段[t3,t4]分 别对应三段圆弧轨迹，根据几何图形中的几何关系，利用正弦、余弦定理得到所述谐振频率 下的桥内移相角
Figure 2595DEST_PATH_IMAGE001
和所述相角差
Figure 433403DEST_PATH_IMAGE062
。
最终得到M<1时，桥内移相角
Figure 356359DEST_PATH_IMAGE001
和相角差
Figure 853068DEST_PATH_IMAGE062
的表达式为：
Figure 861476DEST_PATH_IMAGE064
上式中，H3的值由死区时间决定，为已知量。可以看出，桥内移相角
Figure 836254DEST_PATH_IMAGE001
和相角差
Figure 879296DEST_PATH_IMAGE062
的值仅与电压增益M有关，与开关频率并无关系，变量单一，且计算简便，控制程序大大 简化。
作为另一种可选的实现方式，当电压增益M大于或等于1时，
Figure 281328DEST_PATH_IMAGE061
和
Figure 511452DEST_PATH_IMAGE060
的 方程，以及对应的图形会有不同，下面仅给出当M大于或等于1时，桥内移相角
Figure 555500DEST_PATH_IMAGE001
和相角差
Figure 187470DEST_PATH_IMAGE062
的计算公式如下，具体过程不再详细说明。
Figure DEST_PATH_IMAGE065
根据桥内移相角
Figure 963665DEST_PATH_IMAGE066
和相角差
Figure 805719DEST_PATH_IMAGE062
计算开关频率下的原边电路的桥内移相角
Figure 528824DEST_PATH_IMAGE005
， 以及桥间移相角
Figure 264568DEST_PATH_IMAGE006
。
具体的，
Figure DEST_PATH_IMAGE067
，
Figure 748682DEST_PATH_IMAGE068
，
其中，
Figure DEST_PATH_IMAGE069
为谐振腔的谐振频率，
Figure 140349DEST_PATH_IMAGE070
为开关管的开关频率，谐振腔的谐振频率由谐 振电容Cr和谐振电感Lr决定。
具体的，
Figure DEST_PATH_IMAGE071
，Cr为谐振电容，Lr为谐振电感。
综上所述，本发明谐振型双有源桥式变换电路采用移相控制和频率控制相结合控制方式，采用时域分析法获得谐振电容电压和谐振电感电流的关系式，并将所述谐振电容电压和谐振电感电流的关系几何图形化，根据几何图形获得仅和电压增益相关的谐振频率下的桥内移相角和桥间移相角与桥内移相角之间的相角差，根据谐振频率下的桥内移相角和相角差，计算开关频率下的桥内移相角和桥间移相角，根据桥内移相角、桥间移相角以及计算出的开关频率对变换电路进行控制，使电路中各开关实现ZVS，提高工作效率，同时电压增益的范围广、控制自由度高。本发明控制简单，计算量小，高效实用。
作为一种可选的实现方式，本申请提供一种谐振型双有源桥式变换电路的控制方法，包括以下步骤：
S1、分别对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样。
S2、根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益。
S3、利用电压增益计算谐振频率下的原边电路的桥内移相角
Figure 198304DEST_PATH_IMAGE001
，以及，桥间移相 角
Figure 539286DEST_PATH_IMAGE006
与桥内移相角
Figure 985180DEST_PATH_IMAGE005
在谐振频率下的相角差
Figure 677193DEST_PATH_IMAGE002
。
S4、根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率。
S5、根据开关频率和谐振频率下的桥内移相角
Figure 132313DEST_PATH_IMAGE001
以及桥间移相角
Figure 593382DEST_PATH_IMAGE002
产生控制信 号PWM1-PWM8，分别用于控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。
在大功率场合，为防止低压侧（副边）开关器件的电流应力过大，可以使用多绕组变压器，变压器的每个副边绕组各经过一个整流桥，再并联至低压母线（副边电路直流侧的母线）上。如图6所示，作为另一种可选的实现方式，本申请提供的变换器中，变压器原副边分别包括两个绕组。具体的，谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、两个副边电路、谐振腔以及原副边分别具有两个绕组的变压器，变压器的每个副边绕组连接一个副边电路，两个副边电路的直流侧并联连接，变压器的两个原边绕组串联连接，两个副边电路的控制信号相同。
如图7所示，作为另一种可选的实现方式，本申请提供的变换器中，变压器原副边分别包括两个以上的绕组。具体的，谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、多个副边电路、谐振腔以及原副边分别包括多个绕组的变压器，副边电路数量与绕组数量对应，变压器的每个副边绕组连接一个副边电路，多个副边电路的直流侧并联连接，变压器的多个原边绕组串联连接，多个副边电路的控制信号相同。利用本申请提供的控制器根据上述谐振型双有源桥式变换电路的控制方法对电路的工作状态进行控制。
以上所揭露的仅为本发明的较佳实施例而已，然其并非用以限定本发明之权利范围，本领域普通技术人员可以理解：在不脱离本发明及所附的权利要求的精神和范围内，改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，仍属于发明所涵盖的范围。

Claims (10)

1.一种谐振型双有源桥式变换电路的控制方法，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与变压器的原边电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，副边电路的交流侧与变压器的副边电性连接，
其特征在于，所述方法包括以下步骤：
对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样；
根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益；
利用所述电压增益计算所述原边电路在谐振频率下的桥内移相角，以及，开关频率下的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差；
根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；
根据所述开关频率、谐振频率下的桥内移相角和相角差产生控制信号，控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，利用所述电压增益计算谐振频率下所述原边电路的桥内移相角，以及，原边电路和副边电路之间的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差的步骤包括：
获取谐振电感电流和谐振电容电压在时域内的关系式；
以原边桥臂中点电压的正值为基准值，对谐振电感电流的关系式和谐振电容电压的关系式的中的电压和电流进行标幺化，获得谐振电感电流与谐振电容电压的关系式；
根据谐振电感电流与谐振电容电压的关系式以及每个正弦半波周期中实时的原边桥臂中点电压和副边桥臂中点电压获得不同时刻的谐振电感电流、谐振电容电压与电压增益之间的函数关系；
将所述谐振电感电流与谐振电容电压的关系式以及谐振电感电流、谐振电容电压与电压增益之间的函数关系几何图形化，根据几何关系得到所述谐振频率下的桥内移相角和相角差。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当电压增益小于1时，所述谐振频率下的桥内移相角
Figure DEST_PATH_IMAGE002_5A
和相角差
Figure DEST_PATH_IMAGE004AAAA
为：
Figure 546794DEST_PATH_IMAGE005
其中，H3的值由死区时间决定，为已知量，M为电压增益，Mc为谐振电容的电压峰值以原边桥臂中点电压的正值为基准值的标幺值。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，当电压增益大于或等于1时，所述谐振频率下的桥内移相角
Figure DEST_PATH_IMAGE002_6A
和相角差
Figure DEST_PATH_IMAGE004_5A
为：
Figure 108225DEST_PATH_IMAGE006
其中，H3的值由死区时间决定，为已知量，M为电压增益，Mc为谐振电容的电压峰值以原边桥臂中点电压的正值为基准值的标幺值。
5.根据权利要求3或4所述的控制方法，其特征在于，根据所述开关频率、谐振频率下的桥内移相角和相角差产生控制信号的步骤包括根据所述开关频率以及在谐振频率下的桥内移相角
Figure DEST_PATH_IMAGE002_7A
和相角差
Figure DEST_PATH_IMAGE004_6A
计算在所述开关频率下的桥内移相角
Figure 803692DEST_PATH_IMAGE007
和桥间移相角
Figure 46455DEST_PATH_IMAGE008
，在所述开关频率下的桥内移相角
Figure 177222DEST_PATH_IMAGE007
和桥间移相角
Figure 581658DEST_PATH_IMAGE008
分别为：
Figure 430666DEST_PATH_IMAGE010
，
Figure 211540DEST_PATH_IMAGE012
其中，
Figure 462393DEST_PATH_IMAGE013
为谐振腔的谐振频率，
Figure DEST_PATH_IMAGE014
为开关管的开关频率。
6.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于，所述根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率的步骤包括：
将所述副边电流与所述参考电流进行比较，获得误差放大值，根据所述误差放大值计算所述开关频率。
7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：所述原边电路包括第一桥臂和第二桥臂，第一桥臂中的上开关管与第二桥臂中的下开关管导通信号相差一个桥内移相角，第一桥臂中的下开关管与第二桥臂中的上开关管导通信号相差一个桥内移相角。
8.根据权利要求1或7所述的控制方法，其特征在于：所述副边电路包括第三桥臂和第四桥臂，所述第三桥臂中的上开关管和第四桥臂中的下开关管同时开关，所述第三桥臂中的下开关管和第四桥臂中的上开关管同时开关，所述第一桥臂的上开关管与所述第三桥臂的上开关管的导通信号相差一个桥间移相角。
9.一种控制器，用于控制谐振型双有源桥式变换电路，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与变压器的原边电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，副边电路的交流侧与变压器的副边电性连接，其特征在于，所述控制器包括：
采样单元，分别对原边电路直流侧的电压、副边电路直流侧的电压以及副边电流进行采样；
电压增益计算单元，根据原边电路直流侧的电压和副边电路直流侧的电压计算电压增益；
移相角计算单元，利用电压增益计算谐振频率下的原边电路的桥内移相角，以及，开关频率下的桥间移相角与桥内移相角在谐振频率下的相角差；
开关频率计算单元，根据所述副边电流计算所述谐振型双有源桥式变换电路的开关频率；
PWM生成单元，根据开关频率和谐振频率下的桥内移相角以及桥间移相角产生控制信号，所述控制信号用于控制原边电路和副边电路中开关管的开通与关断。
10.一种变换器，其特征在于，所述变换器包括：
谐振型双有源桥式变换电路，所述谐振型双有源桥式变换电路包括原边电路、至少一个副边电路、谐振腔以及原副边分别包括至少一个绕组的变压器，所述原边电路的交流侧通过谐振腔与所述变压器的原边绕组电性连接，所述谐振腔包括串联的谐振电容和谐振电感，所述副边电路与所述变压器的副边绕组一一对应，每个所述副边电路的交流侧与对应的副边绕组电性连接；
控制器，所述控制器执行权利要求1至8任一项所述的谐振型双有源桥式变换电路的控制方法。
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