CN115021527A - 一种三相单级式电能变换装置的控制电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种三相单级式电能变换装置的控制方法，采样三相单级式电能变换装置的输出电流采样值，并与输出电流参考值进行比较和调制后形成输入电流参考值；采样三相单级式电能变换装置的三相输入电流和电压采样值，计算出M/S/L三相，M相的电压采样值与输入电流参考值相乘后得到M相电流参考值,并与M相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中开关驱动信号的占空比；L相的电压采样值与输入电流参考值相乘后得到L相电流参考值,并与L相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中开关驱动信号的频率。本发明三相单级式电能变换装置的控制方法实现功率因数校正和功率变换，提高了变换器的可靠性、转换效率和功率密度。

Description

一种三相单级式电能变换装置的控制电路及方法
技术领域
本发明属于电能变换领域，具体涉及一种矩阵式全桥电路的控制方法。
背景技术
三相单级式电能变换装置主要应用于分布式储能、微网和电动汽车等领域，而具备双向工作特性的三相单级式电能变换装置由于可以实现电能的双向传输，有利于能源的有效利用与可再生，从而得到的广泛的应用。传统的具备双向工作特性的三相单级式电能变换装置采用三相电压型脉宽调制整流器，开关管驱动的调制方式一般为正弦脉宽调制或空间矢量调制，需要控制交流侧三相输入电流为相位互差120°的正弦波。上述变换器在整流过程中呈现升压特性，所以为了得到较低的直流侧电压，可以通过加入工频变压器或采用两级式结构，即一级实现AC/DC变换，一级DC/DC变换调节直流侧电压。但是由于上述方案采用体积较大的工频变压器或两级式结构，所以其功率密度和传输效率会受到影响。
三相单级式电能变换装置，如图1所示，包括交流侧开关电路3、谐振电路4、变压器T和直流侧开关电路5，所述交流侧开关电路3、谐振电路4、变压器T和直流侧开关电路5依次并联，交流侧开关电路3包括三相桥臂，每相桥臂包括两个双向开关，如图1所示实施例，双向开关S1包括两个反向串联单向开关S11和S12，例如两只MOSFET或IGBT共源极串联。当电流由下而上流过双向开关S1时，S1下管S12导通上管S11关断，电流流经下管与上管的反并联二极管。开关矩阵采用这样的双向开关形式，可以实现能量的双向流通，结合串联谐振腔特性，配合合理的控制策略可以实现MOSFET或IGBT的软开关。
交流侧开关电路3的输出端并联谐振电路4，谐振电路4包括串联连接的电感Lr、电容Cr和变压器T的原边绕组Np。变压器T的副边绕组Ns并联直流侧开关电路5。
已知技术中，针对上述三相单级式电能变换装置提供一种控制方法，首先在三相电压中，定义Umax为绝对值最大的相电压，Umid为绝对值居中的相电压，Umin为绝对值最小的相电压。定义线电压UM＝|Umax-Umin|和UN＝|Umax-Umid|，定义UN为高线电压，UM为低线电压。一个开关周期内，通过调整三相桥臂的导通时序，使得谐振电路4输入电压先后为：UN-UM-0电平-(-UN)-(-UM)-0电平。通过调整UN、UM导通的占空比来调节各相导通时间内谐振电流电荷量实现PFC，通过调整0电平的时间，使得AC/DC变换器在一个工频周期满足增益条件。
上述0电平通过移相实现，对于采用移相控制的变换器来说，若电压增益过高，对应的移相角度会变大，当移相角大到一定程度时，电感Lr上的电流初值太小，不足以给滞后桥臂的开关管结电容放电，开关管失去软开通条件，可能难以实现高效率能量变换。除此之外，对串联谐振电路而言，最高增益为1，因此，AC/DC变换器的输出电压范围会受到限制。
发明内容
针对上述问题，本发明提供了一种三相单级式电能变换装置的控制电路及方法，实现了三相单级式电能变换装置的功率因数校正，实现所有开关的零电压开通，提高了三相单级式电能变换装置的可靠性、转换效率和功率密度。能够实现所有开关的零电压开通。
为了实现上述目的，本发明主要采用以下技术方案：
一种三相单级式电能变换装置的控制电路，包括，
交流侧开关电路，所述交流侧开关电路包括三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的双向开关，直流侧开关电路。
控制电路，包括输出电流控制环和输入电流控制环，所述输出电流控制环输出输入电流参考值，输入电流控制环接受所述输入电流参考值，三相单级式电能变换装置的控制电路工作于整流模式时，所述输入电流参考值与所述交流侧开关电路的L相电压绝对值相乘得到L相电流参考值，L相电流参考值与L相电流采样值的绝对值进行调制后输出开关频率，所述输入电流参考值与所述交流侧开关电路的M相电压绝对值相乘得到M相电流参考值，M相电流参考值与M相电流采样值的绝对值进行调制后输出开关占空比，所述控制电路根据所述开关频率和所述开关占空比生成控制所述交流侧开关电路中所述开关的驱动信号，直流侧开关电路采用不控整流或同步整流的控制方式；三相单级式电能变换装置的控制电路工作于逆变模式时所述输入电流参考值与所述交流侧开关电路的L相电压绝对值相乘得到L相电流参考值，L相电流参考值与L相电流采样值的绝对值进行调制后输出移相角，所述输入电流参考值与所述交流侧开关电路的M相电压绝对值相乘得到M相电流参考值，M相电流参考值与M相电流采样值的绝对值进行调制后输出开关占空比，所述控制电路根据所述移相角生成控制所述直流侧开关电路的驱动信号，根据所述开关占空比生成控制所述交流侧开关电路中所述开关的驱动信号。
上述三相单级式电能变换装置还包括谐振电路、变压器直流侧开关电路，所述交流侧开关电路、谐振电路、变压器和直流侧开关电路依次并联，整流模式，三相交流电经过低通滤波电路输入交流侧开关电路，所述交流侧开关电路对所述三相交流电进行高频变换后经过谐振电路、变压器输出至变压的副边，直流侧开关电路整流后输出至直流侧负载；逆变模式，直流电经过直流侧开关电路逆变后输出至变压器并经谐振电路和交流侧开关电路变换后输出至交流侧电网。
上述控制电路包括第一计算模块，所述第一计算模块根据如下算式：
Figure BDA0003515479410000031
确定L/M/S相，所述第一计算模块采样所述三相单级式电能变换装置的三相输入电压uA，uB和uC并比较其幅值大小，幅值最大相定义为L相，并定义该相电压为uL，电流为iL；幅值最小相定义为S相，并定义该相电压为uS，电流为iS；最后一相定义为M相，并定义该相电压为uM，电流为iM。
上述控制电路包括第二计算模块，所述第二计算模块根据第一计算模块输出的M相的电压和电流uM和iM计算M相的电压和电流的绝对值|uM|和|iM|，根据第一计算模块输出的L相的电压和电流uL和iL计算L相的电压和电流的绝对值|uL|和|iL|。
上述的一种三相单级式电能变换装置的控制电路，整流模式时，所述输出电流控制环将所述交流侧开关电路的输出电流采样值与输出电流参考值进行调制，所述输出电流控制控制环输出输入电流参考值；逆变模式时，所述输出电流控制环采样交流侧电压和电流，并根据公式计算输入电流参考值
Figure BDA0003515479410000032
Uin_rms为输入电压有效值，Po为三相单级式电能变换装置的输出功率。
本发明还提供一种三相单级式电能变换装置的整流控制方法，包括
步骤S61采样三相单级式电能变换装置的输出电流采样值，并与输出电流参考值进行比较和调制后形成输入电流参考值；
步骤S62采样三相单级式电能变换装置的三相输入电流和电压采样值，根据如下公式计算出M/S/L三相：
Figure BDA0003515479410000041
步骤S63将L相的电压采样值与输入电流参考值相乘后得到L相电流参考值,并与L相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中开关驱动信号的频率；
步骤S64将M相的电压采样值与输入电流参考值相乘后得到M相电流参考值,并与M相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中开关驱动信号的占空比。
上述一种三相单级式电能变换装置的控制方法，还包括步骤S65根据所述占空比和频率，调制生成所述三相单级式电能变换装置中交流侧开关电路的开关驱动信号。
上述步骤S65还包括在交叉过渡区仅使用频率参与调制驱动信号，所述占空比为1。
上述步骤S65还包括在交叉过渡区，交叉过渡之前，前半个开关周期仅使用频率参与调制驱动信号，占空比为1，后半个开关周期使用占空比和频率调制生成驱动信号；交叉过渡之后，前半个开关周期实用占空比和频率调制生成驱动信号，后半个开关周期仅使用频率参与调制驱动信号，占空比为1。
本发明还提供一种三相单级式电能变换装置的逆变控制方法，其特征在于，包括，
步骤S101采样三相单级式电能变换装置的输出的交流电流和电压采样值，并根据如下公式计算输入电流参考值Imax：
Figure BDA0003515479410000042
步骤S102采样三相单级式电能变换装置的三相输出电流和电压采样值，根据如下公式计算出M/S/L三相：
Figure BDA0003515479410000051
步骤S103将L相的电压采样值与电流参考值Imax相乘后得到L相电流参考值ILref,并与L相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中直流侧开关电路的开关驱动信号的移相角；
步骤S104将M相的电压采样值与电流参考值Imax相乘后得到M相电流参考值IMref,并与M相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中交流侧开关电路的开关驱动信号的占空比。
本发明提供的一种三相单级式电能变换装置的控制电路及方法，实现能量的双向流动，效率高。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例的技术方案，下面将对本发明实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面所描述的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域的技术人员来讲，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为一种三相单级式电能变换装置的电路结构示意图。
图2为图1所示的三相单级式电能变换装置的整流模式时控制原理图。
图3为三相输入电压的波形图以及L、M和S相计算结果列表。
图4(a)为uL＞0开关驱动时序图。
图4(b)为uL＜0开关驱动时序图。
图5为三相输入电压在90°切换时第一种开关驱动时序图。
图6为三相输入电压在90°切换时第二种开关驱动时序图
图7为本发明整流控制方法流程图。
图8为图2所示的三相单级式电能变换装置的同步整流电路结构示意图
图9为图8中直流侧开关电路中开关时序图。
图10为三相单级式电能变换装置的逆变模式时控制原理图。
图11为本发明逆变控制方法流程图。
图12为逆变控制时直流侧开关时序图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例的附图，对本发明的技术方案进行清楚、完整地描述。显然，所描述的实施例是本发明的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于所描述的本发明的实施例，本领域普通技术人员在无需创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图1三相单级式电能变换装置包括交流侧开关电路3、谐振电路4、变压器T和直流侧开关电路5，所述交流侧开关电路3、谐振电路4、变压器T和直流侧开关电路5依次并联，整流模式时，三相交流电1经过低通滤波电路2输入交流侧开关电路3，所述交流侧开关电路3对所述三相交流电1进行高频变换后经过谐振电路4、变压器T输出至变压T的副边，直流侧开关电路5整流后输出至直流侧负载。逆变模式下，直流电经过直流侧开关电路5逆变后输出至变压器T并经谐振电路和4交流侧开关电路3变换后输出至交流侧电网。
交流侧开关电路3包括三相桥臂，每相桥臂包括两个双向开关，如图1所示实施例，双向开关SA1包括两个反向串联单向开关SA11和SA12，例如两只MOSFET共源极串联。
交流侧开关电路3的输出端并联谐振电路4，谐振电路4包括串联连接的电感Lr、电容Cr和变压器T的原边绕组Np。变压器T的副边绕组Ns并联直流侧开关电路5。
本发明提供交流侧开关电路3的控制电路6，如图2所示，所述控制电路6包括输出电流控制环61和输入电流控制环62，所述输出电流控制环61将输出电流采样值Io与输出电流参考值Ioref进行调制，所述调制例如为PI调制。所述输出电流控制控制环61输入电流参考值Imax，输入电流控制环62接受所述电流参考值Imax，所述电流参考值Imax与L相电压绝对值|uL|相乘得到L相电流参考值ILref，L相电流参考值ILref与L相电流采样值的绝对值|iL|进行调制后输出开关频率fs。所述电流参考值Imax与M相电压绝对值|uM|相乘得到M相电流参考值IMref，M相电流参考值IMref与M相电流采样值的绝对值|iM|进行调制后输出开关占空比D。
上述M相的电压和电流的绝对值|uM|和|iM|是由第二计算模块63根据M相的电压和电流uM和iM计算得到。L相的电压和电流的绝对值|uL|和|iL|是由第二计算模块63根据L相的电压和电流uL和iL计算得到。
第一计算模块64根据如下算式：
Figure BDA0003515479410000071
确定L/M/S相，第一计算模块64采样三相电压uA，uB和uC并比较其幅值大小，幅值最大相定义为L相，并定义该相电压为uL，电流为iL；幅值最小相定义为S相，并定义该相电压为uS，电流为iS；最后一相定义为M相，并定义该相电压为uM，电流为iM。并结合图3，然后控制电路6按照L/M/S相电压定义来确定一个工频周期内的变换器工作区域。参考图3，工作区域分为12个分别为No.1-No.12。第四计算模块根据第一计算模块确定的工作区域No.1-No.12再结合图4确定6个开关的驱动逻辑。
第二计算模块63将第一计算模块64输出的M相电压uM和电流iM取绝对值，L相电压为uL和电流iL取绝对值。
第三计算模块66调制输入电流控制环62输出的频率fs和占空比D，具体调制方法参考图4。uLLC表示谐振腔输入电压波形，VLM表示L相与M相间的线电压，VLS表示L相与S相的线电压。
下面以60°～90°为例，阐述工作原理，60°～90°区间，参考图2此区间uL＝uA，uL＞0，uM＝uB，uS＝uC，uL＞0因此采用图4(a)所示驱动时序图。
[阶段1]t0～t1，t0时刻，双向管SA1与SB2导通，LLC谐振腔输入电压为VLM，Lr和Cr发生谐振，该阶段谐振电流从A相流入并从B相流出，经LC低通滤波将高频分量衰减，低频分量电流成为A相输入电流Ia和B相输入电流Ib。
[阶段2]t1～t2，t1时刻，双向管SB2关断，此时谐振电流方向为正，在死区时间内通过超前开通管SC22给SC21的结电容放电，从而为SC21创造软开关条件。此时LLC谐振腔输入电压为VLS，谐振电流从A相流入并从C相流出，经LC低通滤波将高频分量衰减，低频分量电流成为A相输入电流Ia和C相输入电流Ic。
[阶段3]t2～t3，t2时刻，双向管SA1和SC2关断，此时谐振电流方向仍为正，在死区时间该方向的谐振电流将通过常开管SB12给SB11的结电容放电，同时通过常开管SA22给SA21的结电容放电，从而为SB11、SA21创造软开关条件。此时LLC谐振腔输入电压为-VLM，谐振电流方向在该阶段由正变负。而后，谐振电流将从B相流入并从A相流出，经LC低通滤波将高频分量衰减，低频分量电流成为B相输入电流Ib和A相输入电流Ia。
通过上述工作原理可以得到PFC实现方式：t0～t1的时间内谐振电流的低频分量包含B相电流，通过调节t0～t1的时间长度，即占空比D，来调节B相电流，实现功率因数校正(PFC)；t0～t2的时间内谐振电流的低频分量包含A相电流，通过调节t0～t2的时间长度，即周期长度Ts，来调节A相电流，实现PFC；同理，t1～t2的时间内谐振电流的低频分量包含C相电流，从导通时间内电流的低频分量以及三相三线制的三相电流关系来看，C相电流等于A相电流减去B相电流，于是控制A相电流和B相电流即为控制了C相电流，所以通过调节开关周期频率以及占空比长度，即可以实现三相PFC。其余阶段工作原理与上述工作过程相似，不再赘述。
参考图3在一个工频周期内，每隔30°，A、B、C三相电压的幅值大小关系将发生变化，即A、B、C三相与L、M、S相的对应关系发生改变，而驱动逻辑也需要进行相应改变，下面以30°～60°、60°～90°和90°～120°这三个区域之间切换为例，介绍驱动逻辑切换中的注意事项。
1、30°～60°切换到60°～90°为C相电压过零处(以下简称过零)，由于过零前后，L相电压由B相切换为A相，M相电压由A相切换为B相。所以A相导通时间由DTs变为Ts/2，B相导通时间由Ts/2变为DTs。此外，VLS由uB-uC变为uA-uC，VLS的极性发生改变，所以为了保证一个开关周期内LLC谐振腔输入电压始终为先正后负，C相桥臂上下管的导通时序需要翻转，如图3所示。在过零前后，由于三相电压值之间瞬时值的大小关系不发生改变，则三相线电压极性不变，所以即使采样噪声导致过零时刻判断出现偏差，也不会造成相间直通，不需要单独设置过零过渡区。
2、60°～90°切换到90°～120°为B相电压与C相电压交叉处(以下简称交叉)，由于交叉前后，M相电压由B相切换为C相，S相电压由C相切换为B相。所以只需交换B相与C相驱动逻辑即可，如图3所示。但要注意的是，当采样噪声导致交叉判断出现偏差时，由于B相与C相电压值大小关系发生变化，提前或滞后切换驱动逻辑都会导致B相和C相发生直通。所以，需要在交叉处设置交叉过渡区，采用特殊驱动逻辑以保护管子。因为交叉处B相与C相电压电流相近，故可以前50％开关周期导通A相与B相对应桥臂，LLC谐振腔输入电压为正极性的AB线电压，后50％开关周期导通A相与C相对应桥臂，LLC谐振腔输入电压为负极性的AC线电压的导通时序，如图5所示，iLr谐振电流波形，iLm励磁电感Lm中电流波形。
上述90°切换处(交叉过渡区)的驱动时序可以保证在两相电压交叉前后，不会因为采样误差导致交叉判断出现偏差时，发生相间直通。但是由于这种驱动时序只有控制量频率参与控制，相当于只控制了L相电流，所以该区域的THD会受到影响。为了在交叉过渡区保证不发生相间直通，同时实现较好的电流波形，可以在90°前(90°-)后(90°+)采用图6所示的驱动时序：根据B相和C相电流大小，调整B相或C相桥臂导通的时间长度。以90°前(90°-)为例，通过B相电流与B相电流基准误差得到控制量频率，通过C相电流与C相电流基准的误差得到控制量占空比。
本发明还提供一种三相单级式电能变换装置的控制方法，如图7所示，包括如下步骤，
步骤S71采样三相单级式电能变换装置的输出电流采样值，并与输出电流参考值进行比较和调制后形成输入电流参考值Imax。
步骤S72采样三相单级式电能变换装置的三相输入电流和电压采样值，根据如下公式计算出M/S/L三相：
Figure BDA0003515479410000091
步骤S73将L相的电压采样值与电流参考值Imax相乘后得到L相电流参考值ILref,并与L相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中开关驱动信号的频率。
步骤S74将M相的电压采样值与电流参考值Imax相乘后得到M相电流参考值IMref,并与M相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中开关驱动信号的占空比。
本发明的三相单级式电能变换装置的控制方法根据计算得到的占空比和频率调制生成三相单级式电能变换装置中开关器件的驱动信号。
另外，为了避免在交叉过渡区因为采样误差导致交叉判断出现偏差时，发生相间直通，所述交叉过渡区有30°、90°、150°、210°、270°和330°，本发明一实施例，交叉过渡区仅使用频率参与调制驱动信号，占空比为1。
本发明一实施例，交叉过渡区，交叉过渡之前，前半个开关周期仅使用频率参与调制驱动信号，占空比为1，后半个开关周期实用占空比和频率调制生成驱动信号；交叉过渡之后，前半个开关周期实用占空比和频率调制生成驱动信号，后半个开关周期仅使用频率参与调制驱动信号，占空比为1。
上述控制方式是三相单级式电能变换装置工作在整流模式时的控制方法，另外，直流侧的采用的是二极管整流，图8是本发明的另一种实施例，该实施例中，直流侧采用的可控的开关，并使用第五计算模块66生成开关SD1-SD4的驱动信号，工作在整流模式时，开关SD1-SD4采用同步整流的控制方式。驱动波形图如图9所示。
另外图10还提供了三相单级式电能变换装置工作在逆变模式时的控制电路，与图8不同的是，输入电流控制环62接受所述电流参考值Imax，所述电流参考值Imax与L相电压绝对值|uL|相乘得到L相电流参考值ILref，L相电流参考值ILref与L相电流采样值的绝对值|iL|进行调制后输出移相角θ。所述电流参考值Imax与M相电压绝对值|uM|相乘得到M相电流参考值IMref，M相电流参考值IMref与M相电流采样值的绝对值|iM|进行调制后输出开关占空比D。
Imax的计算方法由下式可得：
3·Iin_rms·Uin_rms＝Po
Figure BDA0003515479410000101
Iin_rms为输入电流有效值，Uin_rms为输入电压有效值，Po为三相单级式电能变换装置的输出功率。于是：
Figure BDA0003515479410000102
第三计算模块66调制输入电流控制环62输出的占空比D，交流侧开关电路3定频工作，即周期值Ts为定值，取值为谐振电路4中LLC谐振腔的LC谐振频率。
Figure BDA0003515479410000103
具体调制方法参考图4。uLLC表示谐振腔输入电压波形，VLM表示L相与M相间的线电压，VLS表示L相与S相的线电压。第四计算模块65生成驱动信号。
第三计算模块66调制输入电流控制环62输出的移相角θ，具体调制方法根据图11，并将调制结果输出至第五计算模块67，第五计算模块67生成驱动直流侧开关电路5的驱动信号。此时直流侧开关电路5工作在逆变模式。移相角θ可以调节直流侧向交流侧输出的功率P，而交流侧功率等于3*Uin*Iin，所以移相角θ增大，P增大，Iin也会增大，从而起到控制L相电流的作用。
本发明还提供一种三相单级式电能变换装置的逆变控制方法，如图11所示，包括如下步骤，
步骤S111采样三相单级式电能变换装置的输出的交流电流和电压采样值，并根据如下公式计算输入电流参考值Imax：
Figure BDA0003515479410000111
步骤S112采样三相单级式电能变换装置的三相输出电流和电压采样值，根据如下公式计算出M/S/L三相：
Figure BDA0003515479410000112
步骤S113将L相的电压采样值与电流参考值Imax相乘后得到L相电流参考值ILref,并与L相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中开关驱动信号的移相角θ。
步骤S114将M相的电压采样值与电流参考值Imax相乘后得到M相电流参考值IMref,并与M相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中开关驱动信号的占空比。
本发明通过单级变换器实现PFC和功率变换，提高了变换器的可靠性、转换效率和功率密度。引入LLC谐振电路，LLC变换器本身具有比较宽的DC/DC增益范围，频率变化时，谐振腔的阻抗发生变化，输出分压大小发生变化，拓宽变换器增益范围的同时，可以实现所有开关的零电压开通。通过在工频周期内区域切换出加入恰当的过渡驱动时序，可以保证过渡区不发生相间直通的同时实现较好的电流波形。
可以理解的是，以上关于本发明的具体描述，仅用于说明本发明而并非受限于本发明实施例所描述的技术方案，本领域的普通技术人员应当理解，仍然可以对本发明进行修改或等同替换，以达到相同的技术效果；只要满足使用需要，都在本发明的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种三相单级式电能变换装置的控制电路，其特征在于，包括，
交流侧开关电路，所述交流侧开关电路包括三相桥臂，每相桥臂包括两个串联的双向开关，
控制电路，包括输出电流控制环和输入电流控制环，所述输出电流控制环输出输入电流参考值，输入电流控制环接受所述输入电流参考值，所述三相单级式电能变换装置工作于整流模式时，所述输入电流参考值与所述交流侧开关电路的L相电压绝对值相乘得到L相电流参考值，L相电流参考值与L相电流采样值的绝对值进行调制后输出开关频率，所述输入电流参考值与所述交流侧开关电路的M相电压绝对值相乘得到M相电流参考值，M相电流参考值与M相电流采样值的绝对值进行调制后输出开关占空比，所述控制电路根据所述开关频率和所述开关占空比生成控制所述交流侧开关电路中所述开关的驱动信号，所述三相单级式电能变换装置工作于逆变模式时所述输入电流参考值与所述交流侧开关电路的L相电压绝对值相乘得到L相电流参考值，L相电流参考值与L相电流采样值的绝对值进行调制后输出移相角，所述输入电流参考值与所述交流侧开关电路的M相电压绝对值相乘得到M相电流参考值，M相电流参考值与M相电流采样值的绝对值进行调制后输出开关占空比，所述控制电路根据所述开关占空比生成控制所述交流侧开关电路中所述开关的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的一种三相单级式电能变换装置的控制电路，其特征在于，所述三相单级式电能变换装置还包括谐振电路、变压器和直流侧开关电路，所述交流侧开关电路、谐振电路、变压器和直流侧开关电路依次并联，整流模式，三相交流电经过低通滤波电路输入交流侧开关电路，所述交流侧开关电路对所述三相交流电进行高频变换后经过谐振电路、变压器输出至变压器的副边，直流侧开关电路整流后输出至直流侧负载，直流侧开关电路采用不控整流或同步整流；逆变模式，直流电经过直流侧开关电路逆变后输出至变压器并经谐振电路和交流侧开关电路变换后输出至交流侧电网。
3.根据权利要求1所述的一种三相单级式电能变换装置的控制电路，其特征在于，所述控制电路包括第一计算模块，所述第一计算模块根据如下算式：
Figure FDA0003515479400000011
确定L/M/S相，所述第一计算模块采样所述三相单级式电能变换装置的三相输入电压uA，uB和uC并比较其幅值大小，幅值最大相定义为L相，并定义该相电压为uL，电流为iL；幅值最小相定义为S相，并定义该相电压为uS，电流为iS；最后一相定义为M相，并定义该相电压为uM，电流为iM。
4.根据权利要求3所述的一种三相单级式电能变换装置的控制电路，其特征在于，所述控制电路包括第二计算模块，所述第二计算模块根据第一计算模块输出的M相的电压和电流uM和iM计算M相的电压和电流的绝对值|uM|和|iM|，根据第一计算模块输出的L相的电压和电流uL和iL计算L相的电压和电流的绝对值|uL|和|iL|。
5.根据权利要求1所述的一种三相单级式电能变换装置的控制电路，其特征在于，整流模式时，所述输出电流控制环将所述交流侧开关电路的输出电流采样值与输出电流参考值进行调制，所述输出电流控制控制环输出输入电流参考值；逆变模式时，所述输出电流控制环采样交流侧电压和电流，并根据公式计算输入电流参考值
Figure FDA0003515479400000021
Uin_rms为输入电压有效值，Po为三相单级式电能变换装置的输出功率。
6.一种三相单级式电能变换装置的整流控制方法，其特征在于，包括
步骤S61采样三相单级式电能变换装置的输出电流采样值，并与输出电流参考值进行比较和调制后形成输入电流参考值；
步骤S62采样三相单级式电能变换装置的三相输入电流和电压采样值，根据如下公式计算出M/S/L三相：
Figure FDA0003515479400000022
步骤S63将L相的电压采样值与输入电流参考值相乘后得到L相电流参考值,并与L相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中开关驱动信号的频率；
步骤S64将M相的电压采样值与输入电流参考值相乘后得到M相电流参考值,并与M相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中开关驱动信号的占空比。
7.根据权利要求6所述一种三相单级式电能变换装置的整流控制方法，其特征在于，还包括步骤S65根据所述占空比和频率，调制生成所述三相单级式电能变换装置中交流侧开关电路中的开关驱动信号。
8.根据权利要求7所述一种三相单级式电能变换装置的整流控制方法，其特征在于，所述步骤S65还包括在交叉过渡区仅使用频率参与调制驱动信号，所述占空比为1。
9.根据权利要求7所述一种三相单级式电能变换装置的整流控制方法，其特征在于，所述步骤S65还包括在交叉过渡区，交叉过渡之前，前半个开关周期仅使用频率参与调制驱动信号，占空比为1，后半个开关周期使用占空比和频率调制生成驱动信号；交叉过渡之后，前半个开关周期实用占空比和频率调制生成驱动信号，后半个开关周期仅使用频率参与调制驱动信号，占空比为1。
10.一种三相单级式电能变换装置的逆变控制方法，其特征在于，包括，
步骤S101采样三相单级式电能变换装置的输出的交流电流和电压采样值，并根据如下公式计算输入电流参考值Imax：
Figure FDA0003515479400000031
步骤S102采样三相单级式电能变换装置的三相输出电流和电压采样值，根据如下公式计算出M/S/L三相：
Figure FDA0003515479400000032
步骤S103将L相的电压采样值与电流参考值Imax相乘后得到L相电流参考值ILref,并与L相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中直流侧全桥电路开关驱动信号的移相角；
步骤S104将M相的电压采样值与电流参考值Imax相乘后得到M相电流参考值IMref,并与M相电流采样值进行比较和调制后形成三相单级式电能变换装置中交流侧开关电路中的开关驱动信号的占空比。
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