CN111478572B - 单极式ac-dc变换器模态平滑切换与功率因数校正控制方法 - Google Patents

单极式ac-dc变换器模态平滑切换与功率因数校正控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种单极式AC‑DC变换器模态平滑切换与功率因数校正控制方法，属于电力电子中的高频开关电源方向技术领域。本方法采用了可以进行平滑切换的四种模态，对双有源桥DC‑DC变换器进行控制，每种模态的控制变量均包括原边侧的占空比d1、副边侧的占空比d2和原副边之间的移相角
Figure DDA0002448677990000011
其可以通过每种模态的临界ZVS条件求得，模态的切换无需根据负载功率值来判断。通过将变压器漏感电流的有效值作为优化目标，对变压器的变比进行优化来提升变换器的转换效率。此外，以变压器漏感电流为优化目标，优化了变压器的变比，使得DAB变换器的电压转换增益不再始终小于1。

Description

单极式AC-DC变换器模态平滑切换与功率因数校正控制方法
技术领域
本发明涉及一种单极式高频隔离AC-DC变换器的模态平滑切换与功率因数校正控制方法，属于电力电子中的高频开关电源方向技术领域。
背景技术
随着电力电子技术的发展，高频隔离、高效率的AC-DC变换器的应用领域越来越广泛，尤其是在电动汽车、数据中心、包含储能单元的电力电子变压器、微电网等各种供电系统场合。这些系统由于均直接通过整流桥与交流电网接口，要求变换器能够进行功率因数校正。考虑到用户侧的安全性，需要实现电气隔离。由于整流桥后输出馒头波电压，需要后级变换器能够适应很宽范围的电压增益。另外，还需要变换器具有高效率、高功率密度与高可靠性。
常用的AC-DC变换器的拓扑结构如图1所示，该拓扑结构由不可控整流桥与双有源桥DC-DC变换器构成。双有源桥DC-DC变换器的变压器一次侧和二次侧都是由开关管组成的全桥电路，所述的两个全桥电路由一个高频变压器连接。此种类型的变换器包含三个控制变量，包括一次侧全桥电路的两个桥臂中心点之间的电压vAB，二次侧全桥电路两个桥臂中心点之间的电压vCD，以及vAB和vCD之间的移相角。通过控制一次侧开关管的驱动信号可以调节电压vAB的占空比大小；通过控制二次侧开关管的驱动信号可以调节电压vCD的占空比大小；通过调节一次侧与二次侧开关管信号之间的相位差可以实现对vAB和vCD之间的移相角的控制。
目前，针对双有源桥双向DC-DC变换器控制方法可以分为两大类：一类是传统的单移相控制策略，一类是移相加PWM控制策略。其中，移相加PWM控制策略可以分为两个控制自由度的控制策略和三个控制自由度的控制策略。
针对使用电压源型DAB变换器进行功率因数校正，为了获得宽电压增益下的宽范围软开关，在IEEE Transaction on power electronics【电力电子期刊】于2018年发表的“Hybrid-bridge-based DAB converter with voltage match control for widevoltage conversion gain application”中提出了一种双向混合桥DC-DC变换器及半周期伏秒面积平衡控制方法，在宽电压增益的背景下，实现宽电压增益下的宽软开关范围、较小的无功损耗以及简单的控制环路设计，从而提高变换器的效率和可靠性。但是，该变换器的电压转换增益仍然是受限的，无法满足单极AC-DC变换器实现PFC的需求。
为了使得DAB变换器可以适应很宽范围的电压增益以满足单极AC-DC变换器实现PFC的需求，在IEEE Transaction on power electronics【电力电子期刊】于2014年发表的“Optimal ZVS Modulation of Single-Phase Single-Stage Bidirectional DAB AC–DCConverters”中提出了使用三个控制变量的控制策略，但是，由于控制策略较为复杂，需要进行查表来获得实时的闭环控制。IEEE Transaction on power electronics【电力电子期刊】于2018年发表的文献“Multiple-Phase-Shift Control for a Dual Active Bridgeto Secure Zero-Voltage Switching and Enhance Light-Load Performance”中为了提高变换器在不同负载(轻载与重载)时的效率，采用了两种不同的可以进行切换的模态来进行分别控制，使得不同负载时均具有很高的效率，但是，其需要判断负载功率值来进行模态切换。此外，大部分DAB变换器工作在电压转换增益小于1的情况下，转换效率较低。
发明内容
本发明的目的是为了克服现有技术存在的缺陷，创造性地提出一种基于DAB的单极式高频隔离AC-DC变换器的模态平滑切换与功率因数校正控制方法。
本方法，采用了可以进行平滑切换的四种模态，对双有源桥DC-DC变换器进行控制。每种模态的控制变量均包括原边侧的占空比d1、副边侧的占空比d2和原副边之间的移相角
Figure BDA0002448677970000021
其可以通过每种模态的临界ZVS条件求得，模态的切换无需根据负载功率值来判断。通过将变压器漏感电流的有效值作为优化目标，对变压器的变比进行优化来提升变换器的转换效率。此外，以变压器漏感电流为优化目标，优化了变压器的变比，使得DAB变换器的电压转换增益不再始终小于1。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
一种单极式AC-DC变换器模态平滑切换与功率因数校正控制方法。
所述单极式AC-DC变换器，包括主电路和控制电路。
其中，主电路包括不可控整流桥电路和双有源桥DC-DC变换器。不可控整流桥电路由(D1、D2、D3、D4)四个二极管构成，用于将220V交流电整流为馒头波并注入双有源桥DC-DC变换器的输入侧；双有源桥DC-DC变换器包括输入侧全桥、高频变压器以及输出侧全桥，输入侧全桥用于将输入的馒头波进行高频逆变，高频变压器用于实现电气隔离和增益调整，输出侧用于对变压器交流电压进行整流，实现额定电压输出。
所述双有源桥DC-DC变换器的输入侧是由开关管(S1、S2、S3、S4)组成的全桥电路，输出侧是由开关管(S5、S6、S7、S8)组成的全桥电路。
主电路连接关系为：在不可控整流桥电路中，二极管D1、D2串联连接，其交点与电网火线连接；二极管D3、D4串联连接，其交点与电网零线连接；D1与D3的阴极连接，D2与D4的阳极连接。双有源桥DC-DC变换器的输入侧开关管S1的漏极与S3的漏极相连，且二者均与D1、D3的阴极相连接；同时，开关管S2的源极以及S4的源极相连，且二者均与D2、D4的阳极相连接；开关管S1的源极与S2的漏极连接于A点，开关管S3的源极与S4的漏极连接于B点；高频变压器一次侧一端与S1的源极连接于A点，另一端与S3的源极连接于B点；双有源桥DC-DC变换器的输出侧开关管S5的漏极与S7的漏极相连，并且与输出的正极相连接；同时，开关管S6的源极和S8的源极相连，并且二者均与输出的负极相连接；开关管S5的源极与S6的漏极连接于C点，开关管S7的源极与S8的漏极连接于D点；高频变压器二次侧一端与S5的源极连接于C点，另一端与S7的源极连接于D点。双有源桥DC-DC变换器的两个有源桥通过一个原副边变比为1：n的高频变压器相连接。在不可控整流桥电路的输出侧，并联一个薄膜电容以吸收高频电流纹波，DAB的输出侧并联一个高频电容和一个电解电容，高频电容用于吸收开关频率级别的电流纹波，电解电容用于吸收低频电压纹波。
控制电路包括控制器和驱动电路。
其中，控制器包括输出电压控制环、模态选择单元与控制变量计算单元。输出电压控制环路通过将输出侧直流电压的给定值Vref与实际输出侧直流电压采样值Vdc2的差值作为输出电压控制器的输入，输出电压控制环路在稳定输出电压的同时产生参考输入电流的幅值
Figure BDA0002448677970000046
(亦即参考输入电流瞬时值
Figure BDA0002448677970000047
)，从而实现输出电压的闭环控制；模态选择单元根据当前的参考输入电流瞬时值
Figure BDA0002448677970000048
与模态切换边界条件选择当前时刻应当所处的模态，并通过控制变量计算单元计算得到输入侧占空比控制信号d1、输出侧占空比控制信号d2以及移相角控制信号
Figure BDA0002448677970000044
产生PWM驱动信号，用于调节实际电路的输入侧高频电压占空比d1、输出侧高频电压占空比d2及输入侧和输出侧电压之间的移相角
Figure BDA0002448677970000045
保证双有源桥DC-DC变换器的输入电流开关周期平均值按照正弦规律变化且与电网电压同相位以实现功率因数校正，开关管实现宽范围ZVS以及减小漏感电流有效值，降低了电流造成的电路通态损耗和环流损耗。驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管(S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8)提供驱动电压。
用于上述单极式AC-DC变换器的模态平滑切换与功率因数校正控制方法，包括以下步骤：
步骤一：确定单极式AC-DC变换器的输出侧直流输出电压给定值Vref；
步骤二：对双有源桥DC-DC变换器的输入侧与输出侧的有源桥直流电压进行采样，分别记为Vdc1和Vdc2；计算输出电压给定值Vref与Vdc2的差值，所述差值作为输出电压调节器的输入；所述输出电压调节器的输出为参考输入电流的幅值
Figure BDA0002448677970000041
亦即参考输入电流瞬时值
Figure BDA0002448677970000042
步骤三：根据当前的参考输入电流瞬时值
Figure BDA0002448677970000043
与模态切换边界条件，选择当前时刻应当所处的模态。模态切换边界条件如下所示：
Mode 1a:
Figure BDA0002448677970000051
Mode 1b:
Figure BDA0002448677970000052
Mode 2:
Figure BDA0002448677970000053
Mode 3:
Figure BDA0002448677970000054
其中，m为输入侧有源桥直流电压Vdc1的标幺值，
Figure BDA0002448677970000055
为开关管实现软开关所需要的最小电流值；
步骤四：根据计算表达式，计算得到当前时刻所处的模态输入侧占空比控制信号d1、输出侧占空比控制信号d2以及移相角控制信号
Figure BDA0002448677970000056
计算表达式如下所示：
Mode 1a
Figure BDA0002448677970000057
Mode 1b
Figure BDA0002448677970000061
Mode 2
Figure BDA0002448677970000062
Mode 3
Figure BDA0002448677970000063
Figure BDA0002448677970000064
其中，m为输入侧有源桥直流电压Vdc1的标幺值，
Figure BDA0002448677970000065
为开关管实现软开关所需要的最小电流值，
Figure BDA0002448677970000066
为参考输入电流瞬时值；σ表示Vab的上升沿(或0电平到高电平的上升沿)与Vcd的上升沿(或0电平到高电平的上升沿)之间的时间，Vab表示一次侧全桥电路的两个桥臂中心点A点与B点之间的电压波形，Vcd表示二次侧全桥电路两个桥臂中心点C点与D点之间的电压波形。
步骤五：根据输入侧占空比控制信号d1、输出侧占空比控制信号d2和移相角控制信号
Figure BDA0002448677970000067
产生开关管的驱动信号，从而控制双有源桥DC-DC变换器的输入电流开关周期平均值按照正弦规律变化且与电网电压同相位，以实现功率因数校正同时稳定输出电压，并且实现开关管的宽范围ZVS软开关，减小漏感电流有效值，降低电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
为了进一步提高单极式AC-DC变换器的转换效率，本发明提出了对高频变压器的变比进行了优化的方法，包括以下步骤：
步骤1：确定优化目标。变压器漏感电流有效值能够较好的衡量变换器中的损耗，开关管中的导通损耗、变压器与漏感中的铜损均与变压器的漏感电流的有效值成比例，因此，将变压器漏感电流有效值与变压器副边电流有效值之和确定为优化目标，如下式所示；
Figure BDA0002448677970000071
其中，iopt表示变压器漏感电流有效值与变压器副边电流有效值之和，iLk(t)表示漏感电流瞬时值，n为变压器的变比，Ts表示开关管的开关周期，t表示积分变量为时间，Lk表示变压器漏感与外加电感之和。
步骤2：选取采样点对变压器的变比进行优化。
由于实际的电网电压在每个工频周期内均具有对称性，因此仅需考虑四分之一工频周期[0,π/2]内变换器的运行情况。将[0,π/2]时间区间等分为五段，分别为[0,π/10],[π/10,π/5],[π/5,3π/10],[3π/10,2π/5]和[2π/5,π/2]，每个区间的变换器运行情况由该区间的中点时刻的运行情况所代表，因此，需要考虑π/20,3π/20,π/4,7π/20and 9π/20这五个时间点变换器的运行情况。
同时，由于变换器不是一直工作在额定负载状态，因此需要在全负载范围内对变压器的变比及变换器的效率进行优化，在优化过程中，选取20％额定功率、40％额定功率、60％额定功率、80％额定功率、100％额定功率五个负载功率点；
根据以上所述，共选取25个采样点对变压器的变比进行优化，该25个采样点处的优化目标值通过步骤1的公式计算得到，再将其按下式进行加权平均处理。
Figure BDA0002448677970000072
其中，irms(n)表示当变压器变比为n时25个采样点处变压器漏感电流有效值与变压器副边电流有效值之和加权后的值，iopt表示不同采样点处变压器漏感电流有效值与变压器副边电流有效值之和，iref表示输入参考电流，iref_j表示第j个功率点的输入参考电流，ti表示第i个时刻，i＝1、2、3、4、5分别表示π/20,3π/20,π/4,7π/20and 9π/20这五个时间点，j＝1、2、3、4、5分别表示20％额定功率、40％额定功率、60％额定功率、80％额定功率、100％额定功率五个负载功率点。
随着变压器变比n的变化，漏感电流有效值irms(n)会随着变化，因此，通过irms(n)与n之间的关系，能够找到使得变压器漏感电流最小的变压器变比n。
有益效果
1.本发明方法，采用了可以进行平滑切换的四种模态对双有源桥DC-DC变换器进行控制，每种模态的控制变量均包括原边侧的占空比d1、副边侧的占空比d2和原副边之间的移相角
Figure BDA0002448677970000081
通过将变压器漏感电流的有效值作为优化目标以对变压器的变比进行优化，使得双有源桥DC-DC变换器的输入电流开关周期平均值按照正弦规律变化且与电网电压同相位以实现功率因数校正，开关管实现宽范围ZVS以及减小漏感电流有效值，降低了电流造成的电路通态损耗和环流损耗，提升了变换器的效率。
2.本发明方法，无需电流内环，不需要查表，能够实现实时控制，能够简化控制环路，提高系统的可靠性。
附图说明
图1为本发明实施例基于DAB的单极式AC-DC变换器电路结构示意图；
图2为本发明实施例的功率因数校正及模态切换控制方法框图；
图3为本发明实例电压增益小于1主要波形图；
图4为本发明实例电压增益大于1主要波形图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明加以详细说明。
实施例
一种单极式AC-DC变换器模态平滑切换与功率因数校正控制方法。
所述变换器，如图1所示。vac为电网交流电压，电压值为220V，频率为50Hz；iac为电网注入变换器的交流电流，根据负载所需要的功率而定；D1、D2、D3、D4四个二极管构成了不可控整流桥用于将电网交流电压整流为馒头波电压vdc1(变化范围为0V～310V)而注入双有源桥DC-DC变换器；idc1为不可控整流桥的输出电流，C1为较小的薄膜电容，容值为2uF，将idc1中的高频电流纹波吸收后得到双有源桥DC-DC变换器的输入电流i1；开关管S1、S2、S3、S4构成了输入测的全桥，S5、S6、S7、S8构成了输出测的全桥；Lk为变压器漏感与外加电感之和，电感值为45uH；Lm为变压器的激磁电感，电感值为120uH，其可以帮助副边侧的开关管更好的实现ZVS；T为高频变压器，经过优化之后的变比为1：1.4；iLk为变压器漏感电流，i2为双有源桥DC-DC变换器的输出电流，C2为高频电容，容值为20uF，将idc2中的开关频率级别的高频电流纹波吸收后得负载电流idc2；C3为低频电解电容，容值为20mF，用于吸收输出电压的低频纹波；vdc2为变换器的输出电压，电压值为400V。变压器一次侧A、B两点之间的电压为vab,变压器二次侧C、D两点之间的电压为vcd；开关频率为100k Hz。
本实施例的方法原理框图，如图2所示。
本发明所提方法及其电路拓扑工作过程如下：
当变换器开始上电工作后，通过电压传感器对双有源桥DC-DC变换器的输出侧有源桥直流电压进行采样送入数字控制器(TMS320F28335)，记为Vdc2，作为反馈电压，计算Vref-Vdc2，将其差值送入输出电压的数字PI调节器和限幅器；上述输出电压PI调节器的输出作为参考输入电流的幅值
Figure BDA0002448677970000093
(亦即参考输入电流瞬时值
Figure BDA0002448677970000094
)；
通过电压传感器对双有源桥DC-DC变换器的输入侧有源桥直流电压进行采样，记为Vdc1(标幺化后记为m)，将其与参考输入电流瞬时值
Figure BDA0002448677970000095
和
Figure BDA0002448677970000096
(开关管实现软开关所需要的最小电流值)一起送入控制器中的模态选择单元，根据模态切换的边界条件选择当前时刻应当所处的模态；
Mode 1a:
Figure BDA0002448677970000091
Mode 1b:
Figure BDA0002448677970000092
Figure BDA0002448677970000101
Mode 3:
Figure BDA0002448677970000102
选择好当前所处的模态后，通过控制变量计算单元计算得到当前模态下输入侧占空比控制信号d1、输出侧占空比控制信号d2以及移相角控制信号
Figure BDA0002448677970000108
Mode 1a
Figure BDA0002448677970000103
Mode 1b
Figure BDA0002448677970000104
Mode 2
Figure BDA0002448677970000105
Mode 3
Figure BDA0002448677970000106
Figure BDA0002448677970000107
根据输入侧占空比控制信号d1、输出侧占空比控制信号d2以及移相角控制信号
Figure BDA0002448677970000111
产生开关管的驱动信号，从而控制双有源桥DC-DC变换器的输入电流开关周期平均值按照正弦规律变化且与电网电压同相位以实现功率因数校正同时稳定输出电压，并且实现开关管的宽范围ZVS软开关，减小漏感电流有效值，降低了电流造成的电路通态损耗和环流损耗。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (2)

1.单极式AC-DC变换器模态平滑切换与功率因数校正控制方法，所述单极式AC-DC变换器，包括主电路和控制电路；
其中，主电路包括不可控整流桥电路和双有源桥DC-DC变换器；不可控整流桥电路由D1、D2、D3、D4四个二极管构成，用于将交流电整流为馒头波并注入双有源桥DC-DC变换器的输入侧；双有源桥DC-DC变换器包括输入侧全桥、高频变压器以及输出侧全桥，输入侧全桥用于将输入的馒头波进行高频逆变，高频变压器用于实现电气隔离和增益调整，输出侧用于对变压器交流电压进行整流，实现额定电压输出；
所述双有源桥DC-DC变换器的输入侧是由开关管S1、S2、S3、S4组成的全桥电路，输出侧是由开关管S5、S6、S7、S8组成的全桥电路；
主电路连接关系为：在不可控整流桥电路中，二极管D1、D2串联连接，其交点与电网火线连接；二极管D3、D4串联连接，其交点与电网零线连接；D1与D3的阴极连接，D2与D4的阳极连接；双有源桥DC-DC变换器的输入侧开关管S1的漏极与S3的漏极相连，且二者均与D1、D3的阴极相连接；同时，开关管S2的源极以及S4的源极相连，且二者均与D2、D4的阳极相连接；开关管S1的源极与S2的漏极连接于A点，开关管S3的源极与S4的漏极连接于B点；高频变压器一次侧一端与S1的源极连接于A点，另一端与S3的源极连接于B点；双有源桥DC-DC变换器的输出侧开关管S5的漏极与S7的漏极相连，并且与输出的正极相连接；同时，开关管S6的源极和S8的源极相连，并且二者均与输出的负极相连接；开关管S5的源极与S6的漏极连接于C点，开关管S7的源极与S8的漏极连接于D点；高频变压器二次侧一端与S5的源极连接于C点，另一端与S7的源极连接于D点；双有源桥DC-DC变换器的两个有源桥通过一个原副边变比为1：n的高频变压器相连接；在不可控整流桥电路的输出侧，并联一个薄膜电容以吸收高频电流纹波，双有源桥DC-DC变换器的输出侧并联一个高频电容和一个电解电容，高频电容用于吸收开关频率级别的电流纹波，电解电容用于吸收低频电压纹波；
所述控制电路包括控制器和驱动电路；
驱动电路用于接收来自控制器的PWM信号，经过隔离和电压增强后为主电路的开关管S1、S2、S3、S4、S5、S6、S7、S8提供驱动电压；
其特征在于：
控制器包括输出电压控制环、模态选择单元与控制变量计算单元；输出电压控制环路通过将输出侧直流电压的给定值Vref与实际输出侧直流电压采样值Vdc2的差值作为输出电压调节器的输入，输出电压控制环路在稳定输出电压的同时产生参考输入电流的幅值
Figure FDA0002847855740000021
即参考输入电流瞬时值
Figure FDA0002847855740000022
实现输出电压的闭环控制；模态选择单元根据当前的参考输入电流瞬时值
Figure FDA0002847855740000023
与模态切换边界条件选择当前时刻应当所处的模态，并通过控制变量计算单元计算得到输入侧占空比控制信号d1、输出侧占空比控制信号d2以及移相角控制信号
Figure FDA0002847855740000024
产生PWM驱动信号，用于调节实际电路的输入侧占空比控制信号d1、输出侧占空比控制信号d2及移相角控制信号
Figure FDA0002847855740000025
保证双有源桥DC-DC变换器的输入电流开关周期平均值按照正弦规律变化且与电网电压同相位以实现功率因数校正，开关管实现宽范围ZVS以及减小漏感电流有效值，降低了电流造成的电路通态损耗和环流损耗；
用于上述单极式AC-DC变换器的模态平滑切换与功率因数校正控制方法，包括以下步骤：
步骤一：确定单极式AC-DC变换器的输出侧直流输出电压给定值Vref；
步骤二：对双有源桥DC-DC变换器的输入侧与输出侧的有源桥直流电压进行采样，分别记为Vdc1和Vdc2；计算输出电压给定值Vref与Vdc2的差值，所述差值作为输出电压调节器的输入；所述输出电压调节器的输出为参考输入电流的幅值
Figure FDA0002847855740000026
亦即参考输入电流瞬时值
Figure FDA0002847855740000027
步骤三：根据当前的参考输入电流瞬时值
Figure FDA0002847855740000028
与模态切换边界条件，选择当前时刻应当所处的模态；模态切换边界条件如下所示：
Mode 1a:
Figure FDA0002847855740000029
Mode 1b:
Figure FDA0002847855740000031
Mode 2:
Figure FDA0002847855740000032
Mode 3:
Figure FDA0002847855740000033
其中，m为输入侧有源桥直流电压Vdc1的标幺值，
Figure FDA0002847855740000034
为开关管实现软开关所需要的最小电流值；
步骤四：根据计算表达式，计算得到当前时刻所处的模态输入侧占空比控制信号d1、输出侧占空比控制信号d2以及移相角控制信号
Figure FDA0002847855740000035
计算表达式如下所示：
Mode 1a
Figure FDA0002847855740000036
Mode 1b
Figure FDA0002847855740000037
Mode 2
Figure FDA0002847855740000041
Mode 3
Figure FDA0002847855740000042
Figure FDA0002847855740000043
其中，m为输入侧有源桥直流电压Vdc1的标幺值，
Figure FDA0002847855740000044
为开关管实现软开关所需要的最小电流值，
Figure FDA0002847855740000045
为参考输入电流瞬时值；σ表示Vab的上升沿与Vcd的上升沿之间的时间，Vab表示一次侧全桥电路的两个桥臂中心点A点与B点之间的电压波形，Vcd表示二次侧全桥电路两个桥臂中心点C点与D点之间的电压波形；
步骤五：根据输入侧占空比控制信号d1、输出侧占空比控制信号d2和移相角控制信号
Figure FDA0002847855740000046
产生开关管的驱动信号，控制双有源桥DC-DC变换器的输入电流开关周期平均值按照正弦规律变化且与电网电压同相位。
2.如权利要求1所述的单极式AC-DC变换器模态平滑切换与功率因数校正控制方法，其特征在于，对高频变压器的变比进行优化的方法，包括以下步骤：
步骤1：将变压器漏感电流有效值与变压器副边电流有效值之和确定为优化目标，如下式所示；
Figure FDA0002847855740000047
其中，iopt表示变压器漏感电流有效值与变压器副边电流有效值之和，
Figure FDA0002847855740000048
表示漏感电流瞬时值，n为变压器的变比，Ts表示开关管的开关周期，t表示积分变量为时间，Lk表示变压器漏感与外加电感之和；
步骤2：选取采样点对变压器的变比进行优化；
考虑四分之一工频周期[0,π/2]内变换器的运行情况，将[0,π/2]时间区间等分为五段，分别为[0,π/10],[π/10,π/5],[π/5,3π/10],[3π/10,2π/5]和[2π/5,π/2]，每个区间的变换器运行情况由该区间的中点时刻的运行情况所代表，考虑π/20,3π/20,π/4,7π/20 and9π/20这五个时间点变换器的运行情况；
选取20％额定功率、40％额定功率、60％额定功率、80％额定功率、100％额定功率五个负载功率点；
根据以上所述，选取25个采样点对变压器的变比进行优化，该25个采样点处的优化目标值通过步骤1的公式计算得到，再将其按下式进行加权平均处理：
Figure FDA0002847855740000051
其中，irms(n)表示当变压器变比为n时25个采样点处变压器漏感电流有效值与变压器副边电流有效值之和加权后的值，iopt表示不同采样点处变压器漏感电流有效值与变压器副边电流有效值之和，iref表示输入参考电流，iref_j表示第j个功率点的输入参考电流，ti表示第i个时刻，i＝1、2、3、4、5分别表示π/20,3π/20,π/4,7π/20 and 9π/20这五个时间点，j＝1、2、3、4、5分别表示20％额定功率、40％额定功率、60％额定功率、80％额定功率、100％额定功率五个负载功率点；
随着变压器变比n的变化，irms(n)会随着变化，通过irms(n)与n之间的关系，能够找到使得变压器漏感电流最小的变压器变比n。
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