CN113098283B - 一种恒频双自由度的实时计算的单级单相整流器控制方法 - Google Patents
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Abstract
本发明涉及一种恒频双自由度的实时计算的单级单相整流器控制方法，属于电力电子领域的高频功率变换方向。本发明采用恒频调制，仅通过电压闭环和采样交流侧电压得到功率半导体器件的驱动信号，原边电压占空比恒定为50％，控制副边电压占空比和移相角实现单位功率因数校正，同时由于在原边开关刚好实现软开关时，所有功率半导体器件软开关可以大范围实现并且变压器漏感峰值电流最小，因此按照原边软开关恰好实现的边界控制，可减小开关损耗和导通损耗。本发明通过全数字控制实现单级单相电压源型DAB AC‑DC变换器的单位功率因数，提高了变换器的转换效率，可应用于各类工业设备和民用装置中，如不间断电源，电动汽车充电桩等。
Description
技术领域
本发明涉及一种恒频双自由度的实时计算的单级单相整流器控制方法，属于电力电子领域的隔离高频功率变换方向。
背景技术
单相隔离整流器如今广泛应用于各类工业设备和民用装置中，例如不间断电源(UPS)，电动汽车充电桩等。其最常用的拓扑结构是由两级构成，前级由Boost电路构成实现功率因数较正，后级由高频隔离DC-DC变换器构成，如双有源桥(DAB)或谐振DC-DC变换器。在交流侧运用双向开关管的DAB拓扑最大的优势在于AC-DC能量转换可以通过单级完成，从而产生高质量的电流波形和较小的电流畸变率。相比于两级式结构，单级式结构不需要前级的功率因数较正环节并且需要的无源滤波器件的阻抗值更小，从而有更高的功率密度，更高的可靠性和更低的成本，另外由于变换器的软开关特性，可以提高变换器的性能和效率，高的开关频率能够进一步的减小变换器的体积和重量。
为了增加DAB AC-DC变换器的软开关范围，增强变换器的电磁兼容性和降低逆变器的开关损耗，学者提出了不少控制策略。例如：Energy Conversion Congress andExposition(ECCE)【能源转换大会暨博览会】于2011年发表的“Switching controlstrategy to extend the ZVS operating range of a Dual Active Bridge AC/DCconverter”【开关控制策略扩展了双有源桥AC/DC变换器的ZVS工作范围】，文中在交流侧为半桥结构的DAB拓扑四种存在的模态中选择了两种更为有效的模态(变压器漏感峰值电流和变压器漏感电流有效值更低)进行切换，扩展了双有源桥AC/DC变换器的ZVS工作范围，但是只是在进行概念验证，并且没有具体考虑变压器的峰值电流。
为了保证变换器大范围的软开关，抑制变压器的峰值电流，同时实现电压闭环以及功率因数较正，有学者将开关频率作为一个新的控制变量进行优化控制，例如：IEEETransactions on Power Electronics【IEEE电力电子学报】于2016年发表的“CombinedPhase-Shift and Frequency Modulation of a Dual-Active-Bridge AC–DC ConverterWith PFC”【调频和调相相结合的具有PFC的双有源桥AC-DC变换器】文中虽然有效的抑制了变压器的峰值电流并且保证了变换器的软开关，但是要用到查表和复杂的公式推导，实现起来比较困难。
发明内容
本发明的目的是为了优化具有半桥-全桥结构的单级单相DAB AC-DC变换器控制策略，同时兼顾变压器的软开关范围和抑制变压器漏感的峰值电流；提供了一种具有固定开关频率，只有两个自由的控制变量，没有电流内环，不需要查表，在保证大范围软开关和尽可能小的变压器漏感峰值电流前提下，实现功率因数较正的控制方法；提高单相整流器的转换效率和功率密度。
本发明的目的是通过下述技术方案实现的。
本发明公开的一种单级单相电压源型DAB AC-DC变换器的控制方法，用于实现单位功率因数校正、变压器漏感峰值电流抑制以及开关管大范围软开关。所述的单级单相整流器交流侧由半桥电路构成，每半个工频周期交流侧只有两个开关管工作在高频开关状态，它们的驱动信号互补，另外两个开关管工作在同步整流状态；直流侧由全桥电路构成，直流侧同一桥臂的两个开关管一直工作在高频开关状态并且它们的驱动信号互补，且驱动信号含有一定的死区时间。所述的单级单相整流电路作为整流器控制系统的主电路，在此控制策略中，开关频率fs是固定的，控制变量g和w通过开关周期Ts＝1/fs标幺化，g是S1a或S2b超前于S5的相位，w是S4超前于S1b或S2a的相位。所述的单相整流器控制系统还包括数字控制电路，采样电路和驱动电路；采样电路用于采样电网电压vac和直流侧电压Vdc，包括如下步骤：
步骤一、采样直流输出电压Vdc作为电压环的反馈信号经过电压调节器后得到变量A，采样电网电压vac得到电网电压的角频率ω和相角δ；开关频率为fs，变压器漏感电流为Lk，变压器变比为n，保证原边软开关刚好实现的电流大小绝对值为Ip.ZVS，实现变量C的计算公式如式(1)，变量
的计算公式如式(2)。
步骤二、根据计算得到的变量C和
得到控制变量g和w。g和w的计算公式如式(3)。
步骤三、在数字控制电路的数字控制器中根据计算得出的g和w产生所有开关的驱动信号，将所得的开关的驱动信号传递给驱动电路并驱动对应的开关管，即通过全数字控制实现单位功率因数较正，抑制变压器漏感的峰值电流以及实现所有开关管宽范围软开关。
有益效果：
1、现有技术中，针对半桥-全桥结构的单级单相DAB AC-DC变换器控制策略相对复杂，本发明公开的控制策略仅用两个自由的控制变量实现了功率因数较正，并且开关频率恒定，降低了电路板和变压器的设计难度。
2、本发明公开的一种实现单级单相整流器功率因数较正的控制方法，在保证大范围软开关的同时，有效地抑制了变压器漏感的峰值电流，提高了变换器的效率。
附图说明
图1为单级单相DAB整流器主电路；
图2为整流器工作模态图，其中mode 1是交流侧输入电压vac＞0时的模态图，mode2是vac＜0时的模态图；
图3为单级单相DAB整流器控制框图；
具体实施方式
下面将结合附图和实施例对本发明加以详细说明。同时也叙述了本发明技术方案解决的技术问题及有益效果，需要指出的是，所描述的实施例仅旨在便于对本发明的理解，而对其不起任何限定作用。
本实施例一种单级单相电压源型DAB AC-DC变换器的控制方法，基于如图1所示电路实现。变换器交流侧为半桥结构，两个反向串联的MOSFET构成双向开关，每半个工频周期交流侧只有两个MOSFET工作在高频开关状态，他们的驱动信号互补，另外两个MOSFET工作在同步整流状态。L1和C1，C2构成输入滤波器，C1和C2吸收高频开关电流且可均分交流输入电压。iac为交流侧输入电流，iLk为漏感电流，iLm为激磁电流。工频交流信号经过该半桥结构转变为高频交流信号，再经过高频变压器与直流侧相连。该电路直流侧由全桥结构组成，C3，C4分别为高频滤波电容和电解电容。S1a，S1b，S2a，S2b，S3，S4，S5，S6分别代表对应开关管的门级驱动信号。电压增益M定义为(4)
变压器匝数比决定变换器是工作在降压还是升压模式。当M<1时，变换器工作在降压模式。当M>1时，变换器工作在升压模式。考虑到电网电压的波动和输出电压的纹波，可以选择合适的变压器匝数比n，使得变换器始终以升压模式工作。
根据电压Vab和Vcd的下降沿和上升沿的时间顺序，可以区分出四种不同的模态。MOSFET的ZVS可以减少开关损耗，并使变换器在高频应用中具有更好的电磁兼容性(EMC)。因此，使尽可能多的功率半导体器件实现ZVS是变换器的优化目标之一。同时高变压器峰值电流不仅增加了变压器和变压器的串联电感的磁损，而且由于需要具有更大通流能力的功率半导体器件而增加了成本。因此，降低变压器峰值电流非常重要。基于以上分析，在功率从交流侧传递到直流侧时选择最优的两个模态(mode 1和mode 2)，其主要参数波形如图2所示。
该变换器的控制框图如图3所示，变换器上电开始工作后，数字控制器(DSP)TMS320F28335通过电压传感器采集直流侧输出电压Vdc作为反馈，由于直流侧存在不可避免的电压脉动，因此在采样输出电压时需要加入陷波器H(s)，滤除二次谐波。
Vdcref为直流侧给定电压，采样电压与给定电压的差值经过数字PI调节器和限幅器得到变量A，A决定了交流侧电流iac的幅值。通过锁相环(PLL)得到交流侧输入电压的角频率ω和相角δ，锁相环的输出和A一起用来计算控制变量g和w。在数字控制器DSP里由公式(1)和公式(2)计算得到g和w的值，再经过PWM发生器产生各个开关管的驱动信号，控制开关的闭合与关断，变换器开始稳定工作。
接下来对基于本控制方法的AC-DC变换器的特性进行分析。
忽略较短的死区，根据伏秒面积平衡原理，即一个开关周期内变压器漏感电流的平均值必须为零，可以求得不同时刻的变压器漏感电流表达式。变换器的瞬时功率Pt等于一个开关内变压器原边电压vab和漏感电流iLk的乘积对时间的积分，再除以Ts，如式(5)。
本实施例的AC-DC变换器在不同模态下变压器漏感电流和瞬时功率的表达式如表1所示。
表1变压器漏感电流和瞬时功率表达式
由功率表达式可知，两个模态在功率传输上是连续的，这意味着两个模态之间可以无缝过渡。两个模态过渡的边界条件是g＝0，这为两个模态切换提供了依据。
g>0时，根据公式3，
将g和w代入表1中iref的表达式，得到iref＝0.125-C2，又由公式(1)可知，
即iref＝Asin(ωt+δ)，所以此时电流的给定值是正弦的，且频率和相角与电网电压相同，实现了功率因素校正。同理，g<0时，电流的给定也是与电压同相位的，同样实现了功率因素校正。
接下来分析变换器软开关情况和变压器的漏感峰值电流，由于一个开关周期内前半个周期和后半个周期的工作模态对称，因此只分析半个开关周期内软开关情况。要实现开关的ZVS，存储在变压器漏感中的能量应足以对功率半导体的寄生电容进行充电或放电。因此可得不同模态下的软开关约束条件如表2所示，其中Ceq.ac和Ceq.dc分别是交流侧和直流侧的桥臂的等效电容。考虑激磁电流对软开关的影响，Im是激磁电流的最大值，其表达式如公式(6)所示。
表2变换器软开关约束条件
此时
的表达式如公式(2)所示，将公式(1)、(2)、(3)代入表1中iLk(t0)的表达式，化简可得iLk(t0)＝-Ip.ZVS，根据表2，此时变换器原边恰好实现软开关，且能够有效抑制变压器漏感峰值电流。
综上所述，通过本发明提出的控制方法，在恒频调制下不需要查表和电流环便实现了功率因素校正，还有效抑制了变压器漏感峰值电流，实现了模态优选和所有开关管的大范围软开关，降低了开关损耗和导通损耗，提高了变换器的转换效率。
以上所述的具体描述，对发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。
Claims (2)
1.一种恒频双自由度的实时计算的单级单相整流器控制方法，其特征在于，包括如下步骤：
步骤一：利用传感器采样直流输出电压Vdc、电网电压vac和变压器漏感电流为Lk，经过DSP调制得到变量C和
步骤一的实现方法为：利用采样得到的Vdc作为电压环的反馈信号，经过电压调节器后得到变量A；采样得到的vac通过锁相环得到电网电压的角频率ω和相角δ，再利用公式(1)和(2)计算得到C和
步骤二：根据计算得到的变量C和
得到控制变量g和w；
步骤三：在数字控制器中根据计算得出的g和w产生所有开关的驱动信号，将所得的开关的驱动信号传递给驱动电路并驱动对应的开关管，即通过全数字控制实现单位功率因数较正，抑制变压器漏感的峰值电流以及所有开关管宽范围软开关。
2.如权利要求1所述的恒频双自由度的实时计算的单级单相整流器控制方法 ，其特征在于，步骤二的实现方法为：g和w的计算公式如公式(3)所示
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