CN112600454B - 一种电流源输入高频隔离矩阵变换器及其调控方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种电流源输入高频隔离矩阵变换器及其调控方法，属于发电、变电或配电的技术领域。变换器包括：电流源型全桥变换器、高频变压器、矩阵变换器、三相滤波器，采用优化的空间矢量调制方案控制该变换器，通过比较三相滤波电容电压的大小决定空间矢量的作用顺序，可以实现所有开关管的零电压开通；电流源型全桥电路采用副边钳位的换流策略，通过计算漏感电流换流时间，实现全桥开关管的零电流关断，进而实现安全可靠换流，具有系统损耗小、效率和功率密度高的优点。

Description

一种电流源输入高频隔离矩阵变换器及其调控方法
技术领域
本发明属于新能源发电技术，尤其是并网变换器，具体而言涉及一种电流源输入高频隔离矩阵变换器及其调控方法，属于发电、变电或配电的技术领域。
背景技术
新能源技术的发展对高效高可靠变换器的需求日益增加。非隔离型并网变换器存在比较大的对地泄漏电流，并且存在安全性问题，这限制了其在分布式发电领域的进一步应用。隔离型并网变换器分为低频隔离和高频隔离两类，其中，低频隔离变换器利用工频变压器实现隔离功能，工频变压器的体积大，质量重，功率变换器的功率密度比较低；高频隔离变换器利用高频变压器实现隔离功能，具有效率高、功率密度高及容易实现电压匹配的优点。
高频隔离变换器分为两大类，一类是两级式隔离变换器，另一类是单级式矩阵变换器。两级式隔离变换器的前级为谐振变换器、全桥变换器等隔离型直流变换器，后级为逆变器，两级之间需要增加中间直流储能环节，即大的铝电解电容，来维持母线电压的稳定，但电解电容的寿命较短、故障率高且只能在105°下运行，不利于系统的可靠性，限制了两级式隔离变换器在系统极端条件下的应用；此外，两级式隔离变换器存在两级变换，系统损耗较高。传统的单级式矩阵变换器为电压输入型，变压器流过的电流因漏感电流的存在呈多边形，在相同电流有效值的情况下，多边形电流的幅值更高，损耗也就更高，效率相对较低；电压源型矩阵变换器存在电流连续和电流断续两种状态，占空比计算复杂，处理器计算负担重；电压源型矩阵变换器软开关的范围受限，在输入输出电压不匹配时存在较大的导通损耗，因此，电压源型矩阵变换器难以实现宽范围输入电压的有效变换。
电流输入型矩阵变换器具有直接电流控制、短路电流有限、低输入电流纹波、抬升输入电压的优势，但因输入电感电流和变换器漏电流不同存在高电压尖峰，通常在变换器的H桥增加钳位电路以抑制尖峰电压，钳位电路的引入降低了变换器的效率和功率密度。一种用于燃料电池推挽变换器的改进型有源钳位电路虽然能够改善变换器的效率和功率密度，但采用该改进型有源钳位电路的推挽变换器不能实现能量的双向流动。一种通过漏感与电流输入型矩阵变换器二次侧并联电容共振实现的软开关技术无需钳位电路即可实现漏感电流换向，但软开关范围受限且不能实现能量的双向流动。
对变换器输入矢量进行排序的方法能够实现矩阵变换器的ZVS，但该调制方法鲁棒性比较差，有效相位角的采样错误或电网电压采样误差都会导致严重的短路问题。利用断续模式漏感电流实现高频矩阵变换器中各开关软开关的调制方法，存在漏感电流大、损耗大的缺陷。根据电网相电压和高频变压器电流对矩阵变换器中双向开关的导通顺序进行排序的调制方法，能够实现H桥中所有开关的ZCS和矩阵变换器中所有开关管ZVS，但没有有效利用流经MOS管体二极管和同步整流管的电流，MOS管在同步整流模式尤其是矩阵变换器轻载情形下的同步整流模式能够降低损耗。
本申请旨在提出一种电流源输入高频矩阵变换器，根据矩阵变换器输出电压排序电流矢量实现断续模式下变换器所有开关的ZVS。
发明内容
本发明的发明目的是针对上述背景技术的不足，提供了一种电流源输入高频隔离矩阵变换器及其调控方法，摒弃了引入钳位电路提高效率和功率密度的方案，对电流源型全桥逆变器、高频变压器、矩阵变换器组成的单级式拓扑，根据矩阵变换器输出电容电压调节电流矢量作用顺序，实现了电流源输入矩阵变换器所有开关的ZVS，减小了并网变换器的泄露电流，提高了效率和功率密度，解决了电压源输入型矩阵变换器效率低、软开关范围受限的技术问题。
本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案：
一种电流源输入高频隔离矩阵变换器，包括：电流源型全桥变换器、高频变压器、矩阵变换器、三相滤波电路。电流源型全桥变换器包括：第一开关管和第二开关管串联组成的一桥臂、第三开关管和第四开关管串联组成的另一桥臂，两桥臂接入直流母线，直流母线上串接有母线电感，直流母线接入直流侧电流源。高频变压器的原边线圈与电流源型全桥变换器两桥臂中点构成的输出端相连。矩阵变换器包括：第一双向开关管和第四双向开关管串联组成的a相桥臂、第三双向开关管和第六双向开关管串联组成的b相桥臂、第五双向开关管和第二双向开关管串联组成的c相桥臂，三相桥臂接入直流母线，直流母线与高频变压器的副边线圈相连接，三相滤波电路接在矩阵变换器三相桥臂中点和负载之间。
矩阵变换器的电流矢量作用顺序根据加载在滤波电容上的线电压确定，电流源输入高频隔离矩阵变换器在电流矢量的作用下依次经历正半周期零矢量作用阶段、第一有源矢量作用阶段、第二有源矢量作用阶段、电流源型全桥变换器换流阶段、电流源型全桥变换器续流阶段、负半周期零矢量作用阶段。
一个开关正半周期内作用于矩阵变换器的三个电流矢量为零矢量I7、第一有源矢量I1+、第二有源矢量I2+，对应矩阵变换器的输出电压为U0、U1、U2，比较相邻两相电容上的线电压后确定三个电流矢量的作用顺序，当U2>U1>U0时，三个电流矢量的作用顺序为I7、I1++、I2+，此时一个开关正半周期内电流源输入高频隔离矩阵变换器的调控过程为：
a、状态1：正半周期零矢量作用阶段
开关周期开始时，零矢量I7作用于矩阵变换器，矩阵变换器中第一双向开关管、第四双向开关管导通，电流源型全桥变换器中的第一开关管和第四开关管导通；
b、状态2：第一有源矢量作用阶段
零矢量作用时间结束后，第一有源矢量I1+作用于矩阵变换器，电流源型全桥变换器中的第一开关管和第四开关管维持导通状态，ab相电容上的线电压大于0，高频变压器副边电流向第六双向开关管的输出电容充电，第六双向开关管零电压导通，第四双向开关管关断，高频变压器副边电压等于ab相电容上的线电压，能量从直流侧馈送给交流侧；
c、状态3：第二有源矢量作用阶段
第一有源矢量I1+作用时间结束后，第二有源矢量I2+作用于矩阵变换器，电流源型全桥变换器中的第一开关管和第四开关管维持导通状态，ac相电容上的线电压大于ab相电容上的线电压，高频变压器副边电流向第二双向开关管的输出电容充电，第二双向开关管零电压导通，第六双向开关管关断，高频变压器副边电压等于ac相电容上的线电压，能量从直流侧馈送给交流侧；
d、状态4：电流源型全桥变换器换流阶段
矩阵变换器中第一双向开关管、第二双向开关管维持导通状态，电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通，第二开关管和第三开关管零电流导通；
e、状态5：电流源型全桥变换器续流阶段
电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间结束后，矩阵变换器中第二双向开关管关断、第四双向开关管零电压导通，变换器副边电压为零，第一开关管、第四开关管的反并联二极管续流，第一开关管、第四开关管零电流关断；
f、状态6：负半周期零矢量作用阶段
第一开关管、第四开关管零电流关断后，零矢量I7作用于矩阵变换器，矩阵变换器中第一双向开关管、第四双向开关管维持导通状态，电流源型全桥变换器中第二开关管、第三开关管维持导通状态。
进一步地，一种电流源输入高频隔离矩阵变换器的调控方法，根据电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间修正矩阵变换器三个电流矢量的作用时间。
再进一步地，一种电流源输入高频隔离矩阵变换器的调控方法，修正后的矩阵变换器三个电流矢量的作用时间为：
Figure GDA0003382633340000041
其中，T1,T2和 T0分别为第一有源矢量I1+、第二有源矢量I2+、零矢量I7的作用时间，ma和θi分别为空间矢量调制的调制比和角度，Ts为一个开关周期，Td为电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间。
更进一步地，一种电流源输入高频隔离矩阵变换器的调控方法，电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间为Td＝2iLmL1ns/uacnp，其中，Td为电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间，iLm为电流源型全桥变换器的直流母线电流，L1为高频变压器的漏感，np/ns为高频变压器的匝比，uac为ac相电容上的线电压。
一种电流源输入高频隔离矩阵变换器的控制系统，包括：
PLL，其输入端接相邻两相电容上的线电压，输出电网频率ωg、电网相位θg以及滤波电容电压dq轴分量；
低通滤波器，其输入端接滤波电容电压dq轴分量及电网频率，输出滤波电容稳态电流；
电流给定值修正模块，其输入端接电流源型全桥变换器输入直流母线给定电流值、实际电流值以及滤波电容稳态电流的d轴分量，电流源型全桥变换器输入直流母线给定电流值与实际电流值的误差经PI处理后累加滤波电容稳态电流的d轴分量，输出最终的电流给定值；
坐标转换模块，对最终的电流给定值进行坐标转换，输出直流电流的给定值和触发延迟角；及，
空间矢量调制模块，其输入端接直流电流的给定值和触发延迟角，计算调制比和调制角度后输出矩阵变换器的开关脉冲。
进一步地，一种电流源输入高频隔离矩阵变换器的控制系统，还包括选择器和重叠导通时间计算模块，所述选择器从相邻两相电容上的线电压选择最大值输出，重叠导通时间计算模块根据选择器输出的最大值、电流源型全桥变换器输入直流母线电流、高频变压器漏感计算电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间，所述空间矢量调制模块根据重叠导通时间计算模块输出的计算结果修正矩阵变换器三个电流矢量的作用时间。
上述电流源输入高频隔离矩阵变换器适用于正弦波供电的应用场合，当将该变换器用于燃料电池型混合动力电机驱动系统时，包电流源和电流源型全桥变换器输入直流母线之间接有直流变换器，三相滤波电路的输出端接三相电机。设定调制比为固定值，采用编码器检测三相滤波电容电压的相位，通过控制直流变换器调节输入全桥变换器直流母线的电流。
本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果：
(1)本申请公开的电流源输入高频隔离矩阵变换器，采用电流源型全桥变换器、高频电压器、矩阵变换器、三相滤波器组成的单级拓扑，采用根据滤波电容线电压决定矢量作用顺序的空间矢量调制策略实现矩阵变换器所有开关的零电压开通，通过副边钳位的换流策略实现全桥开关安全可靠的换流，无需增加钳位电路抑制电压尖峰，可以实现全负载范围内所有开关管的软开关，有利于减少系统损耗，提高效率和功率密度，克服了现有电压输入型矩阵变换器软开关范围受限的缺陷。
(2)本申请公开的电流源输入高频隔离矩阵变换器无需电解电容连接电流源全桥变换器和矩阵变换器，克服了两级式变换器因需要电解电容连接前后级可靠性差、使用寿命短的缺陷。
(3)本申请公开的电流源输入高频隔离矩阵变换器具有输入电流恒定的优点，使得高频变压器的电流为方波形式，相比于电压源型矩阵变换器，减小了电流峰值，降低了系统损耗。
(4)本申请公开的电流源输入高频隔离矩阵变换器输入电流连续，漏感电流连续无断续状态，占空比计算更简单，减轻了控制器的计算负担。
附图说明
图1为本申请公开的电流源输入高频矩阵变换器的主电路拓扑图。
图2(a)、图2(b)为矩阵变换器正半周期、负半周期的电流空间矢量图。
图3为第一扇区正半周期电流矢量排序的流程图。
图4(a)至图4(f)为前半个开关周期内变换器处于状态1、状态2、状态 3、状态4、状态5、状态6的电流流通路径图。
图5为零矢量I7切换到有源矢量I1+的流程图。
图6为一个开关周期内的关键波形图。
图7为本申请公开的电流源输入高频隔离矩阵变换器的控制系统框图。
图8为本申请公开的电流源输入高频矩阵变换器的解耦电路图。
图9为具体实施例中电流输入型电机驱动系统的电路图。
图10为不同角度下矩阵变换器输入电压电流的对比图。
图11为矩阵变换器稳态电压电流的波形图。
图中标号说明：1.1、蓄电池，1.2、母线电感，1.3、电流源型全桥变换器， 1.4、高频变压器，1.5、矩阵变换器，1.6、三相滤波电路，1.7、三相负载。
具体实施方式
下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明。
本申请公开的电流源输入高频隔离矩阵变换器如图1所示，直流侧采用电流源输入的变换器，电网侧采用直接式矩阵变换器，电流源输入的变换器通过高频变压器将能量传输至单级式矩阵变换器。电流源型全桥变换器1.3是由第一开关管S1、第二开关管S2、第三开关管S3、第四开关管S4构成的全桥变换器。矩阵变换器1.5包括：开关管S21和开关管S11共源连接的第一双向开关管、开关管 S22和开关管S12共源连接的第二双向开关管、开关管S23和开关管S13共源连接的第三双向开关管、开关管S24和开关管S14共源连接的第四双向开关管、开关管S25和开关管S15共源连接的第五双向开关管、开关管S26和开关管S16共源连接的第六双向开关管，第一双向开关管和第四双向开关管串联组成的桥臂的中点记为a，第三双向开关管和第六双向开关管串联组成的桥臂的中点记为b，第五双向开关管和第二双向开关管串联组成的桥臂的中点记为c。三相滤波电路1.6 包含三个单相滤波电路，每个单相滤波电路为一LC串联电路，三个单相滤波电路的电容并接于O点，三个单相滤波电路的电感接入三相负载1.7。母线电感1.2 串联在电流源型全桥变换器1.3的输入直流母线上，蓄电池1.1和母线电感1.2 串联，母线电感1.2为全桥变换器提供稳定的直流母线电流。高频变压器1.4的原边线圈接入电流源型全桥变换器1.3两桥臂中点构成的输出侧，矩阵变换器1.5 的直流母线与高频变压器1.4的副边线圈相连接。矩阵变换器1.5的三个桥臂中点分别与每相滤波电路中电容和电感的连接点相连。
如1所示电流源输入矩阵变换器可以等效解耦为如8所示两个三相电流源变换器并联，因此电流空间矢量调制方法可以应用于电流源输入矩阵变换器，并且改变电流矢量作用顺序可以使得变换器输入电压递增，进而实现所有开关管的软开关，进一步降低变换器的损耗，减小EMI滤波器的质量和体积，提高系统的功率密度。原边电流源型全桥变换器的换流占用了部分矩阵变换器有源矢量的作用时间，导致系统输出电流谐波增大。因此，需要对矢量作用时间进行补偿，减小变换器输出电流谐波，降低谐波损耗。
如图2(a)、图2(b)所示，由于矩阵变换器一个开关周期分为正负两个半周期，其开关状态相差180°，为了简化分析，只分析前半个周期的模态。以扇区I为例，半个开关周期内作用于矩阵变换器1.5的三个电流矢量分别为I7，I1+， I2+，对应电流源型全桥变换器的输入电压为0，U1，U2，通过改变电流矢量作用顺序，使得变换器输入电压递增，矢量排序方法如图3所示。这里假设使得0<U1 <U2，根据图3，半周期电流矢量作用顺序为I7，I1+，I2+，半个开关周期内矩阵变换器的调制过程如下，经历6种状态，6种状态下的电流流通路径如图4(a)至图4(f)所示，一个开关周期内的关键波形如图6所示。
1)状态1：矩阵变换器零矢量作用
开关周期开始时，矩阵变换器1.5所对应的电流矢量为零矢量I7，此时矩阵变换器开关管S21、S11、S24和S14导通，电流源型全桥变换器开关管S1和S4导通。此时处于电感蓄能阶段，蓄电池和电网之间没有能量的流动，等效电路如图 4(a)所示，三相电容电流iwa、iwb、iwc的波形、电流源型全桥变换器母线电流 is及开关管控制信号、高频变压器原副边电压up、us参见图6所示[t0,t1]时间段内的波形图。
2)状态2：矩阵变换器有源矢量作用
零矢量作用时间结束后，矩阵变换器的第一个有源矢量I1+开始作用。变压器原边母线电流流过开关管S1和S4，变压器副边电流流过开关管S21、S11、S26和 S16。由于电容电压uab大于零，变压器电流给S16和S26的输出电容充电，S16和 S26零电压打开，变压器副边电压等于uab,功率从蓄电池馈送给电网，等效电路如图4(b)所示，三相电容电流iwa、iwb、iwc的波形、电流源型全桥变换器母线电流is及开关管控制信号、高频变压器原副边电压up、us参见图6所示[t1,t2]时间段内的波形图。
3)状态3：矩阵变换器有源矢量作用
矩阵变换器有源矢量I1+作用时间结束后，矩阵变换器的第二个有源矢量I2+开始作用。变压器原边母线电流流过开关管S1和S4，变压器副边电流流过开关管S21、S11、S22和S12。由于电容电压uac大于uab，变压器电流给S12和S22的输出电容充电，S12和S22零电压打开，变压器副边电压等于uac,功率从蓄电池馈送给电网，等效电路如图4(c)所示，三相电容电流iwa、iwb、iwc的波形、电流源型全桥变换器母线电流is及开关管控制信号、高频变压器原副边电压up、us参见图6所示[t2,t3]时间段内的波形图。
4)状态4：电流源型全桥变换器换流
电流源型全桥变换器所有开关管打开，进入原边开关管开通重叠区域，由于母线电感限制了电流变化率，开关管S2和S3实现零电流开通。副边电压映射到变压器原边，漏感电流线性降低，开关管S2和S3的电流线性增加，开关管S1和S4的电流线性降低。电流源型全桥变换器导通重叠时间Td可以通过公式(1) 计算得到，并且，为了可靠换流，适当增加Td的时间。由于重叠区域输出电流之和为零，为了减少变换器的输出电流谐波，需要利用公式(2)对矩阵变换器各个矢量作用时间进行补偿。其中，iLm，L1,np/ns和uac分别为母线电流，变压器漏感，变压器匝比和输出电容ac相线电压。T1,T2和T0分别为矢量I1+，I2+，I7的作用时间，ma和θi分别为空间矢量调制的调制比和角度，Ts为一个开关周期。电流源型全桥变换器换流阶段的等效电路如图4(d)所示，三相电容电流iwa、iwb、iwc的波形、电流源型全桥变换器母线电流is及开关管控制信号、高频变压器原副边电压up、us参见图6所示[t3,t4]时间段内的波形图。
Td＝2iLmL1ns/uacnp (1)，
Figure GDA0003382633340000091
5)状态5：电流源型全桥变换器续流
电流源型全桥变换器开通重叠时间Td结束后，矩阵变换器开关管S12和S22关断，S14和S24零电压开通。变压器副边电压等于零，此时功率没有传输。电流源型全桥变换器开关管S1和S4反并联二极管续流，S1和S4实现零电流关断，等效电路如图4(e)所示，三相电容电流iwa、iwb、iwc的波形、电流源型全桥变换器母线电流is及开关管控制信号、高频变压器原副边电压up、us参见图6所示[t4,t5] 时间段内的波形图。
6)状态6：逆变器开关管导通
类似于状态1，矩阵变换器1.5所对应的电流矢量为零矢量I7，此时矩阵变换器开关管S21、S11、S24和S14导通，电流源型全桥变换器开关管S2和S3导通。此时处于电感蓄能阶段，蓄电池和电网之间没有能量的流动，等效电路如图4(f) 所示，三相电容电流iwa、iwb、iwc的波形、电流源型全桥变换器母线电流is及开关管控制信号、高频变压器原副边电压up、us参见图6所示[t5,t6]时间段内的波形图。
过程如下：结合图5所示阐述本申请矩阵变换器的换流方法，以零矢量I7切换到有源矢量I1+为例，首先变换器处于零矢量状态，开关管S21、S11、S24和 S14导通，其中，开关管S21和S24正向导通，开关管S11和S14处于同步整流状态，矩阵变换器输出电流为零。整个换流过程包括如下四个步骤：
第一步换流：开关管S14关断，电流从S14的沟道换向到S14的体二极管；
第二步换流：开关管S26打开，电流流经S26的沟道和S16的体二极管；
第三步换流：开关管S24关断，矩阵变换器输出电流与is相等；
第四步换流：开关管S16导通，电流从S16的体二极管换向到S16的沟道，S16处于同步整流状态。针对图1所示的电流源输入高频矩阵变换器，本申请还提出图7所示的控制系统，该系统可以通过DSP实现，控制系统的控制逻辑如下：
1)滤波电容的电容电压uabc经过锁相环之后得到电网的频率ωg和相位θg，经过坐标变换得到滤波电容电压的dq轴分量ugdq；
2)滤波电容的电容电压dq轴分量udq经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，通过公式3计算得到滤波电容的稳态电流igcd和igcq；
Figure GDA0003382633340000101
3)母线电流给定Idc_ref和实际电流iLm之间的误差经过PI控制器得到d轴电流的给定igd_ref，为了获得单位功率因素，系统无功功率给定Qg_ref为零，q轴电流的给定igq_ref为零；
4)d轴和q轴电流的给定igd_ref和igd_ref补偿电容的稳态电流igcd和igcq得到最终的电流给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定idci和触发延迟角α；
5)直流电流的给定idci与实际电流值iLm作除法，可以得到空间矢量调制的调制比ma,触发延迟角度与电网相位角θg相加可以得到调制比和制的角度θi，利用调制比和角度生成矩阵变换器的十二路开关脉冲；
6)根据公式1，可以得到电流源型全桥变换器的叠流时间，进而可以生成电流源型全桥变换器的输出脉冲。
相比于传统电流源型空间矢量调制方法，本申请中使用的空间矢量调制方案不仅仅计算每一个电流矢量的作用时间，并且根据输出三相电容的电压大小，调节电流矢量的作用顺序，实现所有开关管的软开关。
如图10所示，在扇区I各个调制角度下，矩阵变换器的输入电压us都可以实现递增，即此时矩阵变换器所有开关管实现零电压打开，软开关有助于降低系统的电压变化率，抑制系统的电磁干扰，减小系统EMI滤波器的体积和质量。由图11可知，母线电感电流和三相电网电流恒定，恒定的母线电流使得高频变压器电流为方波，有助于延长直流电源的使用寿命，并且使用母线电感替代母线电解电容，有助于增强系统的可靠性。
由图8可知，本申请公开的电流源输入高频矩阵变换器可以等效解耦为两个并联的电流源馈电型三相变换器，因此电流源输入矩阵变换器适用于电流源型三相变换器的应用场合，即各种需要正弦波供电的应用场合，并且具备电流源型三相逆变器输出波形质量好、电磁干扰低，抗短路能力强的优点。例如，将本申请公开的电流源输入高频矩阵变换器用于燃料电池型混合动力电机驱动系统，如图9所示，在燃料电池和电感之间串入一个DC/DC直流变换器以调节锂电池的输出电压，进而控制母线电感电流。相比于并网型电流输入矩阵变换器，利用调制度控制母线电流，将电流源输入型矩阵变换器应用于混合动力电机驱动领域时，矩阵变换器的调制比保持为单位固定值，母线电流通过锂电池测直流变换器控制，并且三相电容电压的相位跟踪不再利用锁相环，而是通过编码器检测实现。当电机处于制动状态时，母线电流的方向不变，直流变换器输出平均电压为负值，电机能量可以通过直流变换器回馈到锂电池。
上述实施例仅为本发明的较佳实例，但该实例并非用以限定本发明的保护范围。本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内当可作各种更动与润饰。因此，本发明的保护范围应当视权利要求书所界定的为准。

Claims (9)

1.一种电流源输入高频隔离矩阵变换器，其特征在于，包括：
电流源型全桥变换器，其输入直流母线接直流侧电流源，该电流源型全桥变换器包括：第一开关管和第二开关管串联组成的一桥臂、第三开关管和第四开关管串联组成的另一桥臂，
高频变压器，其原边线圈接电流源型全桥变换器的输出端，
矩阵变换器，其输入交流母线接高频变压器的副边线圈，该矩阵变换器包括：第一双向开关管和第四双向开关管串联组成的a相桥臂、第三双向开关管和第六双向开关管串联组成的b相桥臂、第五双向开关管和第二双向开关管串联组成的c相桥臂，及，
三相滤波电路，每相滤波电路中的电容连接在矩阵变换器对应相桥臂中点和参考电位点之间，各相滤波电路输出端接交流侧；
所述矩阵变换器的电流矢量作用顺序根据加载在电容上的线电压确定，电流源输入高频隔离矩阵变换器的电流在电流矢量的作用下依次经历正半周期零矢量作用阶段、第一有源矢量作用阶段、第二有源矢量作用阶段、电流源型全桥变换器换流阶段、电流源型全桥变换器续流阶段、负半周期零矢量作用阶段；
一个开关正半周期内作用于矩阵变换器的三个电流矢量为零矢量I7、第一有源矢量I1+、第二有源矢量I2+，对应矩阵变换器的输出电压为U0、U1、U2，比较相邻两相电容上的线电压后确定三个电流矢量的作用顺序，当U2>U1>U0时，三个电流矢量的作用顺序为I7、I1+、I2+，此时一个开关正半周期内电流源输入高频隔离矩阵变换器的调控过程为：
a、状态1：正半周期零矢量作用阶段
开关周期开始时，零矢量I7作用于矩阵变换器，矩阵变换器中第一双向开关管、第四双向开关管导通，电流源型全桥变换器中的第一开关管和第四开关导通；
b、状态2：第一有源矢量作用阶段
零矢量作用时间结束后，第一有源矢量I1+作用于矩阵变换器，电流源型全桥变换器中的第一开关管和第四开关管维持导通状态，ab相电容上的线电压大于0，高频变压器副边电流向第六双向开关管的输出电容充电，第六双向开关管零电压导通，第四双向开关管关断，高频变压器副边电压等于ab相电容上的线电压，能量从直流侧馈送给交流侧；
c、状态3：第二有源矢量作用阶段
第一有源矢量I1+作用时间结束后，第二有源矢量I2+作用于矩阵变换器，电流源型全桥变换器中的第一开关管和第四开关管维持导通状态，ac相电容上的线电压大于ab相电容上的线电压，高频变压器副边电流向第二双向开关管的输出电容充电，第二双向开关管零电压导通，第六双向开关管关断，高频变压器副边电压等于ac相电容上的线电压，能量从直流侧馈送给交流侧；
d、状态4：电流源型全桥变换器换流阶段
矩阵变换器中第一双向开关管、第二双向开关管维持导通状态，电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通，第二开关管和第三开关管零电流导通；
e、状态5：电流源型全桥变换器续流阶段
电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间结束后，矩阵变换器中第二双向开关管关断、第四双向开关管零电压导通，变换器副边电压为零，第一开关管、第四开关管的反并联二极管续流，第一开关管、第四开关管零电流关断；
f、状态6：负半周期零矢量作用阶段
第一开关管、第四开关管零电流关断后，零矢量I7作用于矩阵变换器，矩阵变换器中第一双向开关管、第四双向开关管维持导通状态，电流源型全桥变换器中第二开关管、第三开关管维持导通状态。
2.根据权利要求1所述一种电流源输入高频隔离矩阵变换器，其特征在于，根据电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间修正矩阵变换器三个电流矢量的作用时间。
3.根据权利要求1所述一种电流源输入高频隔离矩阵变换器，其特征在于，所述电流源输入高频隔离矩阵变换器用于正弦波供电的应用场合。
4.根据权利要求2所述一种电流源输入高频隔离矩阵变换器，其特征在于，修正后的矩阵变换器三个电流矢量的作用时间为：
Figure FDA0003404826520000021
其中，T1,T2和T0分别为第一有源矢量I1+、第二有源矢量I2+、零矢量I7的作用时间，ma和θi分别为空间矢量调制的调制比和角度，Ts为一个开关周期，Td为电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间。
5.根据权利要求4所述一种电流源输入高频隔离矩阵变换器，其特征在于，电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间为Td＝2iLmL1ns/uacnp，其中，Td为电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间，iLm为电流源型全桥变换器的直流母线电流，L1为高频变压器的漏感，np/ns为高频变压器的匝比，uac为ac相电容上的线电压。
6.一种电流源输入高频隔离矩阵变换器的控制系统，用于控制权利要求1所述的电流源输入高频隔离矩阵变换器，其特征在于，包括：
PLL，其输入端接相邻两相电容上的线电压，输出电网频率ωg、电网相位θg以及滤波电容电压dq轴分量；
低通滤波器，其输入端接滤波电容电压dq轴分量及电网频率，输出滤波电容稳态电流；
电流给定值修正模块，其输入端接电流源型全桥变换器输入直流母线给定电流值、实际电流值以及滤波电容稳态电流的d轴分量、q轴分量，输出d轴的最终电流给定值、q轴的最终电流给定值，电流源型全桥变换器输入直流母线给定电流值与实际电流值的误差经PI处理后累加滤波电容稳态电流的d轴分量，输出d轴的最终电流给定值，q轴电流给定值累加滤波电容稳态电流的q轴分量，输出q轴的最终电流给定值；
坐标转换模块，对最终的电流给定值进行坐标转换，输出直流电流的给定值和触发延迟角；及，
空间矢量调制模块，其输入端接直流电流的给定值和触发延迟角，计算调制比和调制角度后输出矩阵变换器的开关脉冲。
7.根据权利要求6所述一种电流源输入高频隔离矩阵变换器的控制系统，其特征在于，所述控制系统还包括选择器和重叠导通时间计算模块，所述选择器从相邻两相电容上的线电压选择最大值输出，重叠导通时间计算模块根据选择器输出的最大值、电流源型全桥变换器输入直流母线电流、高频变压器漏感计算电流源型全桥变换器的所有开关管重叠导通时间，所述空间矢量调制模块根据重叠导通时间计算模块输出的计算结果修正矩阵变换器三个电流矢量的作用时间。
8.一种用于燃料电池型混合动力电机驱动系统，其特征在于，包括权利要求1所述的电流源输入高频隔离矩阵变换器以及接在电流源和电流源型全桥变换器输入直流母线之间的直流变换器，三相滤波电路的输出端接三相电机。
9.一种用于燃料电池型混合动力电机驱动系统的控制方法，用于控制权利要求8所述的用于燃料电池型混合动力电机驱动系统，采用编码器检测三相滤波电容电压的相位，通过空间矢量调制控制直流变换器以调节输入全桥变换器直流母线的电流。
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