CN110545048A - 一种电流源型电机驱动系统零电压开关及共模电压抑制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种电流源型电机驱动系统零电压开关及共模电压抑制方法，包括：位于三相永磁同步电机侧的电机定子绕组端口，由电流源型逆变器馈电；电流源型逆变器直流侧与零电压开关辅助电路并联；零电压开关辅助电路包括两个串联的开关管二极管支路以及电容支路；电源侧斩波器与电压源并联；两个直流母线电感分别电源侧斩波器串联，另一端分别与零电压开关辅助电路并联；直流母线电感的电流由斩波器控制，转速由电流源型逆变器控制。本发明可以降低高频开关器件的dv/dt，减小系统的共模电压，抑制高频变换器的电磁干扰，同时软开关的加入提高了系统的效率，有利于提升系统的功率密度，并且减少变换器的散热成本。

Description

一种电流源型电机驱动系统零电压开关及共模电压抑制方法
技术领域
本发明属于电机驱动领域，尤其是电流源型变频器驱动，具体而言涉及一种电流源型电机驱动系统零电压开关及共模电压抑制方法。
背景技术
功率变换器的损耗分为导通损耗和开关损耗。对于多数载流子器件，以IGBT 为例，关断时存在电流的拖尾效应，所以目前的研究更关注于零电流关断；对于少数载流子器件更关注零电压开通，以减少开关切换时刻电压电流的重叠区域。软开关技术的应用可以大大减小器件的开关损耗，提高变换器的效率。传统的电机驱动系统软开关技术大多是针对电压源型变换器，对于电流源型软开关技术研究不多，采用软开关技术可以有效解决电流源型功率变换器损耗大的缺点。
高频变换器的一个最重要的问题是快速开关电压产生的高频电磁干扰(EMI) 噪声。产生的共模电压(CMV)非常有害，因为它会危及系统可靠性并导致系统自身辅助电路和其他电子负载的电磁干扰。因此，解决共模电压问题非常重要。
发明内容
本发明的目的是为了克服上述缺陷，提供一种电流源型电机驱动系统零电压开关及共模电压抑制方法，通过电流源型功率变换器对电机进行馈电，提高了电机驱动系统的可靠性和容错性；通过应用软开关技术，使电流源型逆变器的开关柔性化，减小了电磁干扰，提高了电机驱动系统的效率，通过共模电压抑制策略，减小了系统共模电压的峰值，提高了系统的电磁性能。
为了达成上述目的，本发明提出一种电流源型电机驱动系统零电压开关及共模电压抑制方法，所述的电流源型电机驱动系统包括：
位于三相永磁同步电机侧的电机定子绕组端口，由电流源型逆变器馈电；
电流源型逆变器三相输出端接三个电容滤波；
电流源型逆变器直流侧两端分别与两个直流母线电感串联；
所述零电压开关辅助电路和电流源型逆变器直流侧并联；
所述电源侧斩波器与电压源并联；
所述直流母线电感和电源侧斩波器串联；
所述零电压开关辅助电路包括两个串联的开关管和二极管以及一个缓冲电容；
所述电流源型逆变器对应直流母线电感的电流由斩波器控制。
所述三相永磁同步电机转速由电流源型逆变器控制。
其具体的控制方法包括以下步骤：
为了简化分析，一个开关周期内作用于电流源型逆变器的三个电流矢量分别为I1，I2，I0，对应电流源型逆变器的输入电压为U1，U2，U0，通过改变电流矢量作用顺序，使得U1>U2>U0，电流矢量切换流程图如图4所示。
一个开关周期内所述软开关具体工作过程如下，不妨假设电流源型逆变器一工作在第一扇区，电流流通路径如图2所示。
1)状态0：母线电流给缓冲电容充电
开关周期开始时，电流源型逆变器所对应的电流矢量为零矢量I7，此时逆变器侧所有开关管均关断，辅助电路开关管S3和S4打开。由于上一个开关周期结束，缓冲电容电压为U2远大于零，二极管D3和D4截止，母线电流给缓冲电容 C充电，电容电压逐渐降低；
2)状态1：辅助电路作为续流通路
缓冲电容C电压降为零，二极管D3和D4导通，母线电流从辅助电路流过；
3)状态2：母线电流给缓冲电容充电
电流源型逆变器的零矢量I7作用结束，电流矢量I2开始作用，辅助电路开关管S3和S4关断，缓冲电容电压小于电机端电压，母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；
4)状态3：逆变器开关管导通
母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，直到电容电压等于电机端电压，电流源型逆变器的开关管Si1和Si6零电压开通；
5)状态2：母线电流给谐振电容充电
电流源型逆变器的零矢量I2作用结束，电流矢量I1开始作用，开关管Si1和 Si2关断，缓冲电容电压小于电机端电压，母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；
6)状态4：逆变器开关管导通
母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，直到电容电压等于电机端电压，电流源型逆变器的开关管Si1和Si6零电压开通；
7)状态5：斩波器二极管导通
斩波器开关管关断，二极管续流，逆变器以及辅助电路工作状态没有变化；
所述辅助电路共模电压抑制的工作原理如下：
表1为传统电流源逆变器各个开关状态所对应的共模电压，可以发现，零电流矢量对应的共模电压为相电压，非零矢量对应共模电压为相电压的一半，通过消除电流源型逆变器侧的零矢量，可以有效地抑制共模电压的峰值。本发明引入辅助电路，可以在实现软开关的同时，以辅助电路(1.4)直通代替逆变器侧的零电流矢量，从而抑制共模电压，抑制后各个开关状态所对应的共模电压如表2 所示。
进一步，所述电流源型逆变器的控制方法如下：
1)滤波电容的电容电压Uabc和电角度θe经过坐标变换得到滤波电容的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq；
2)滤波电容的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，电角度θe经过微分后得到电机的电角速度ωe，计算得到滤波电容的稳态电流和
3)给定转速n*和实际转速n之间的误差经过PI控制器得到q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；
4)电容电压的d轴分量Ud和q轴分量Uq经过高通滤波器得到电容电压的高频分量Udh和Uqh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数kpv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；
5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α；
6)直流电流的给定与实际电流值idc经过PI控制器得到斩波器的占空比 Ds，电流源型逆变器的调制度ma固定，电流源型逆变器的触发延迟角α加上实际电机电角度θe得到SVM模块参考矢量的角度θωi，利用调制度和角度θωi生成电流源型逆变器的六路开关脉冲，利用斩波器的占空比Ds生成斩波器的开关脉冲。
有益效果：
本发明可以降低高频开关器件的dv/dt，减小系统的共模电压，抑制高频变换器的电磁干扰，同时软开关的加入提高了系统的效率，有利于提升系统的功率密度，并且减少变换器的散热成本。
附图说明
图1为主电路拓扑图；
图2为一个开关周期内电流流通路径图；
图3为电流矢量对应机端电压；
图4为电流矢量作用顺序选择流程；
图5为控制系统框图；
图6为变换器共模电压；
图7为扇区I中单个周期开关脉冲图。
具体实施方式
以下将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
如图1到图7所示，本发明公开了一种电流源型电机驱动系统零电压开关及共模电压抑制方法，所述的电流源型电机驱动系统包括：
位于三相永磁同步电机1.7侧的电机定子绕组端口，由电流源型逆变器1.5 馈电；
电流源型逆变器1.5三相输出端接三个电容1.6滤波；
电流源型逆变器1.5直流侧两端分别与两个直流母线电感1.3串联；
所述零电压开关辅助电路1.4和电流源型逆变器1.5直流侧并联；
所述电源侧斩波器1.2与电压源1.1并联；
所述直流母线电感1.3和电源侧斩波器1.2串联；
所述零电压开关辅助电路包括两个串联的开关管和二极管以及一个缓冲电容；
所述电流源型逆变器1.5对应直流母线电感1.3的电流由斩波器控制。
所述三相永磁同步电机1.7转速由电流源型逆变器1.5控制。
零电压开关及共模电压抑制方法，包括以下步骤：
为了简化分析，一个开关周期内作用于电流源型逆变器1.5的三个电流矢量分别为I1，I2，I0，对应电流源型逆变器的输入电压为U1，U2，U0，通过改变电流矢量作用顺序，使得U1>U2>U0，电流矢量切换流程图如图4所示。
一个开关周期内零电压开关具体工作过程如下，不妨假设电流源型逆变器一 1.5工作在第一扇区，电流流通路径如图2所示。
1)状态0：母线电流给缓冲电容充电
开关周期开始时，电流源型逆变器1.5所对应的电流矢量为零矢量I7，此时逆变器侧所有开关管均关断，辅助电路开关管S3和S4打开。由于上一个开关周期结束，缓冲电容电压为U2远大于零，二极管D3和D4截止，母线电流给缓冲电容C充电，电容电压逐渐降低；
2)状态1：辅助电路作为续流通路
缓冲电容C电压降为零，二极管D3和D4导通，母线电流从辅助电路1.4流过；
3)状态2：母线电流给缓冲电容充电
电流源型逆变器1.5的零矢量I7作用结束，电流矢量I2开始作用，辅助电路开关管S3和S4关断，缓冲电容电压小于电机端电压，母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，电流源型逆变器1.5直流侧电压逐步抬高；
4)状态3：逆变器开关管导通
母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，直到电容电压等于电机端电压，电流源型逆变器1.5的开关管Si1和Si6零电压开通；
5)状态2：母线电流给谐振电容充电
电流源型逆变器1.5的零矢量I2作用结束，电流矢量I1开始作用，开关管 Si1和Si2关断，缓冲电容电压小于电机端电压，母线电流通过二极管给缓冲电容 C充电，电流源型逆变器1.5直流侧电压逐步抬高；
6)状态4：逆变器开关管导通
母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，直到电容电压等于电机端电压，电流源型逆变器1.5的开关管Si1和Si2零电压开通；
7)状态5：斩波器二极管导通
斩波器开关管关断，二极管续流，逆变器以及辅助电路工作状态没有变化；
所述辅助电路1.4共模电压抑制的工作原理如下：
表1为传统电流源逆变器各个开关状态所对应的共模电压，可以发现，零电流矢量对应的共模电压为相电压，非零矢量对应共模电压为相电压的一半，通过消除电流源型逆变器侧的零矢量，可以有效地抑制共模电压的峰值。本发明引入辅助电路，可以在实现软开关的同时，以辅助电路1.4直通代替逆变器侧的零电流矢量，从而抑制共模电压，抑制后各个开关状态所对应的共模电压如表2所示。
表1传统电流源电流矢量、开关状态以及其模电压
表2改进电流源电流矢量、开关状态以及其模电压
所述电流源型逆变器的控制方法包括以下步骤：
1)滤波电容的电容电压Uabc和电角度θe经过坐标变换得到滤波电容的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq；
2)滤波电容的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，电角度θe经过微分后得到电机的电角速度ωe，计算得到滤波电容的稳态电流和
3)给定转速n*和实际转速n之间的误差经过PI控制器得到q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；
4)电容电压的d轴分量Ud和q轴分量Uq经过高通滤波器得到电容电压的高频分量Udh和Uqh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数kpv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；
5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α；
6)直流电流的给定与实际电流值idc经过PI控制器得到斩波器1.2的占空比Ds，电流源型逆变器的调制度ma固定，电流源型逆变器的触发延迟角α加上实际电机电角度θe得到SVM模块参考矢量的角度θωi，利用调制度和角度θωi生成电流源型逆变器的六路开关脉冲，利用斩波器的占空比Ds生成斩波器1.2的开关脉冲。
虽然本发明已以较佳实例揭露如上，然其并非用以限定本发明。本发明所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作各种更动与润饰。因此，本发明的保护范围当视权利要求书所界定者为准。

Claims (2)

1.一种电流源型电机驱动系统零电压开关及共模电压抑制方法，其特征在于：所述的系统包括位于三相永磁同步电机(1.7)侧的电机定子绕组端口，由电流源型逆变器(1.5)馈电；电流源型逆变器(1.5)三相输出端接三个电容(1.6)滤波；电流源型逆变器(1.5)直流侧两端分别与两个直流母线电感(1.3)串联；零电压开关辅助电路(1.4)和电流源型逆变器(1.5)直流侧并联；电源侧斩波器(1.2)与电压源(1.1)并联；直流母线电感(1.3)和电源侧斩波器(1.2)串联；零电压开关辅助电路(1.4)包括两个串联的开关管和二极管以及一个缓冲电容；电流源型逆变器(1.5)对应直流母线电感(1.3)的电流由斩波器控制，所述三相永磁同步电机(1.7)转速由电流源型逆变器(1.5)控制，所述的控制方法包括以下步骤：
1)母线电流给缓冲电容充电：开关周期开始时，电流源型逆变器(1.5)所对应的电流矢量为零矢量I7，此时逆变器侧所有开关管均关断，辅助电路开关管S3和S4导通，由于上一个开关周期结束，缓冲电容电压为U2远大于零，二极管D3和D4截止，母线电流给缓冲电容C充电，电容电压逐渐降低；
2)辅助电路作为续流通路：缓冲电容C电压降为零，二极管D3和D4导通，母线电流从辅助电路(1.4)流过；
3)母线电流给缓冲电容充电：电流源型逆变器(1.5)的零矢量I7作用结束，电流矢量I2开始作用，辅助电路开关管S3和S4关断，缓冲电容电压小于电机端电压，母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，电流源型逆变器(1.5)直流侧电压逐步抬高；
4)逆变器开关管导通：母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，直到电容电压等于电机端电压，电流源型逆变器(1.5)的开关管Si1和Si2零电压开通；
5)母线电流给缓冲电容充电：电流源型逆变器(1.5)的零矢量I2作用结束，开关管Si1和Si2关断，电流矢量I1开始作用，缓冲电容电压小于电机端电压，母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，电流源型逆变器(1.5)直流侧电压逐步抬高；
6)逆变器开关管导通：母线电流通过二极管给缓冲电容C充电，直到电容电压等于电机端电压，电流源型逆变器(1.5)的开关管Si1和Si6零电压开通；
7)斩波器二极管导通：斩波器开关管关断，二极管续流，逆变器以及辅助电路工作状态没有变化。
2.根据权利要求1所述的一种电流源型电机驱动系统零电压开关及共模电压抑制方法，其特征在于，所述电流源型逆变器的控制方法包括以下步骤：
a)滤波电容的电容电压Uabc和电角度θe经过坐标变换得到滤波电容的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq；
b)滤波电容的电容电压d轴分量Ud和q轴分量Uq经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，电角度θe经过微分后得到电机的电角速度ωe，计算得到滤波电容的稳态电流和
c)给定转速n*和实际转速n之间的误差经过PI控制器得到q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；
d)电容电压的d轴分量Ud和q轴分量Uq经过高通滤波器得到电容电压的高频分量Udh和Uqh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数kpv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；
e)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α；
f)直流电流的给定与实际电流值idc经过PI控制器得到斩波器(1.2)的占空比Ds，电流源型逆变器的调制度ma固定，电流源型逆变器的触发延迟角α加上实际电机电角度θe得到SVM模块参考矢量的角度θωi，利用调制度和角度θωi生成电流源型逆变器的六路开关脉冲，利用斩波器的占空比Ds生成斩波器(1.2)的开关脉冲。
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