CN109039205A - SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了采用软开关技术的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，系统包括：位于双三相永磁同步电机侧的两个电机定子绕组端口、相互串联的两个电流源型逆变器、两个三相滤波电容、直流母线电感、电源侧斩波器、电压源、零电压开关辅助电路；方法包括：包括电流源型逆变器一的控制过程、电流源型逆变器二的控制过程、软开关的控制过程。通过两个串联的电流源型功率变换器对多相绕组进行馈电，提高了电机驱动系统的可靠性和容错性，同时采用了软开关技术和主动阻尼技术，使得SiC器件开关柔性化，抑制了SiC器件高频工作带来的电磁干扰问题，提升电机驱动系统的性能，同时具有转矩脉动小，故障容错能力强的优点。

Description

SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统及方法

技术领域

本发明属于电机驱动领域，涉及多相电机驱动系统，更为具体地说是涉及一种电流源型双三相电机驱动系统及其控制方法。

背景技术

目前电机系统的功率不断变大，相应电机的尺寸也不断扩大。传统三相电机系统定子绕组为三相，通过三相绕组的串并联来增加电机的功率，利用三相功率变换器对电机进行馈电。然而这种传统三相电机绕组集中，并且分布在电机的整个空间，因此不利于电机的模块化生产和装配。电机功率不断增大，给电机的生产和装配带来了更大的困难。当电机中某一相绕组发生故障时，会影响到其他两相电机绕组，进而影响到整个电机的运行。

多相电机低压大功率输出与容错能力强的特征非常适合供电电压受限和系统可靠性要求高的场合。在各类多相电机中，双三相电机由于与传统三相电机关系密切并且兼具多相电机的优点，应用最为广泛。双三相电机通过两个独立的三相功率变换器进行馈电，当电机中某一套绕组发生故障或者功率变换器某个开关器件故障，通过改变控制算法，电机依旧可以正常工作，因此电机系统的可靠性得到提高。

功率变换器的损耗很大一部分来自开关器件的开关损耗，软开关技术的应用可以大大减小器件的开关损耗，提高变换器的效率。传统的电机驱动系统软开关技术大多是针对电压源型变换器，尚未在电流源型软开关上实现技术突破。

发明内容

为解决上述问题，本发明公开了采用软开关技术的电流源型双三相电机驱动系统及其控制方法，通过两个串联的电流源型功率变换器对多相绕组进行馈电，提高了电机驱动系统的可靠性和容错性，同时采用了软开关技术和主动阻尼技术。

为了达到上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，包括：

位于双三相永磁同步电机侧的两个电机定子绕组端口、相互串联的两个电流源型逆变器、两个三相滤波电容、直流母线电感、电源侧斩波器、电压源、零电压开关辅助电路，

所述两个电机定子绕组端口分别由两个电流源型逆变器馈电；

所述串联的两个电流源型逆变器交流侧分别与三相滤波电容并联；

所述串联的两个电流源型逆变器直流侧一端与直流母线电感串联，另一端与电源侧斩波器串联；

所述电源侧斩波器与电压源并联；

所述直流母线电感和电源侧斩波器串联，和零电压开关辅助电路并联；

所述零电压开关辅助电路包括谐振电感支路和谐振电容支路；

所述电流源型逆变器对应直流母线电感的电流由斩波器控制。

进一步的，所述两个电流源型逆变器包括电流源型逆变器一和电流源型逆变器二，所述两个三相滤波电容包括三相滤波电容一和三相滤波电容二，其中：

所述电流源型逆变器一交流侧和三相滤波电容一并联；

所述电流源型逆变器二交流侧和三相滤波电容二并联；

所述电流源型逆变器一直流侧的一端与电流源型逆变器二直流侧的一端串联；

所述电流源型逆变器一直流侧的另一端与直流母线电感串联；

所述电流源型逆变器二直流侧的另一端与电源侧斩波器串联；

所述电流源型逆变器一和电流源型逆变器二分别与所述双三相永磁同步电机的两套电机定子绕组端口连接并给其供电。

进一步的，所述电流源型逆变器一的控制方法包括以下步骤：

1)滤波电容一的电容电压U_1abc和电角度θ_e经过坐标变换得到滤波电容一的电容电压d轴分量U_1d和q轴分量U_1q；

2)滤波电容一的电容电压d轴分量U_1d和q轴分量U_1q经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，电角度θ_e经过微分后得到电机的电角速度ω_e，计算得到滤波电容一的稳态电流和

3)给定转速n^*和实际转速n之间的误差经过PI控制器得到q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；

4)电容电压的d轴分量U_1d和q轴分量U_1q经过高通滤波器得到电容电压的高频分量U_1dh和U_1qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数k_pv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；

5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α1；

6)直流电流的给定除以实际电流值i_dc得到电流源型逆变器一的调制度m_1i，电流源型逆变器的触发延迟角α1加上实际电机电角度θ_e得到SVM模块参考矢量的角度θ_1ωi，利用调制度和角度θ_1ωi生成电流源型逆变器一的六路开关脉冲。

进一步，所述电流源型逆变器二的控制方法包括以下步骤：

1)电容电压U_2abc和角度θ_e+π/6经过坐标变换得到电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q；

2)电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，与电角速度ω_e计算得到电容的稳态电流和

3)q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；

4)电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q经过高通滤波器得到电容电压的高频分量U_2dh和U_2qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数k_pv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；

5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α2；

6)直流电流的给定除以实际电流值i_dc得到电流源型逆变器二的调制度m_2i，电流源型逆变器的触发延迟角α2加上实际角度θ_e+π/6得到SVM模块参考矢量的角度θ_2ωi，利用调制度和角度θ_2ωi生成电流源型逆变器二的六路开关脉冲。

进一步，一个开关周期内软开关的控制方法包括以下步骤：

1)状态0：母线电流给谐振电容充电

一个开关周期刚刚开始，电流源型逆变器一和电流源型逆变器二所对应的电流适量均为零矢量，分别为I₇和I₈，由于上一个开关周期谐振结束，谐振电容电压为左正右负，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

2)状态1：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₄，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电压导通；

3)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器一的零矢量I₇作用结束，电流矢量I₂开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₄，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

4)状态2：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二开关管S₂₃和S₂₆零电压导通；

5)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器二的零矢量I₈作用结束，电流矢量I₃开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

6)状态3：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₆零电压导通；

7)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器一电流矢量I₂作用结束，电流矢量I₁开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二的开关管S₂₁和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

8)状态4：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₆，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₆零电压导通；

9)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器二的电流矢量I₃作用结束，电流矢量I₂开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁和S₆，电流源型逆变器二的开关管S₁和S₆零电流关断，母线电流给谐振电容充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

10)状态5：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₆，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₂零电压导通；

11)状态6：谐振状态

右侧逆变器所有开关断开，将S₁和S₂导通，L_m，L_r和C_r发生谐振，设计谐振网络参数，当L_r电流下降到零时，谐振电容C_r电压恢复到初始状态，直流母线右侧电压小于零，此时S₁零电流关断，S₂零电压关断；

13)通过斩波器控制母线电流恒定。

本发明还提供了SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统的控制方法，基于上述驱动系统实现，包括电流源型逆变器一的控制过程、电流源型逆变器二的控制过程、软开关的控制过程：

所述电流源型逆变器一的控制过程包括以下步骤：

1)滤波电容一的电容电压U_1abc和电角度θ_e经过坐标变换得到滤波电容一的电容电压d轴分量U_1d和q轴分量U_1q；

2)滤波电容一的电容电压d轴分量U_1d和q轴分量U_1q经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，电角度θ_e经过微分后得到电机的电角速度ω_e，计算得到滤波电容一的稳态电流和

3)给定转速n*和实际转速n之间的误差经过PI控制器得到q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；

4)电容电压的d轴分量U_1d和q轴分量U_1q经过高通滤波器得到电容电压的高频分量U_1dh和U_1qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数k_pv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；

5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α1；

6)直流电流的给定除以实际电流值i_dc得到电流源型逆变器一的调制度m_1i，电流源型逆变器的触发延迟角α1加上实际电机电角度θ_e得到SVM模块参考矢量的角度θ_1ωi，利用调制度和角度θ_1ωi生成电流源型逆变器一的六路开关脉冲；

所述电流源型逆变器二的控制过程包括以下步骤：

1)电容电压U_2abc和角度θ_e+π/6经过坐标变换得到电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q；

2)电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，与电角速度ω_e计算得到电容的稳态电流和

3)q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；

4)电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q经过高通滤波器得到电容电压的高频分量U_2dh和U_2qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数k_pv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；

5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α2；

6)直流电流的给定除以实际电流值i_dc得到电流源型逆变器二的调制度m_2i，电流源型逆变器的触发延迟角α2加上实际角度θ_e+π/6得到SVM模块参考矢量的角度θ_2ωi，利用调制度和角度θ_2ωi生成电流源型逆变器二的六路开关脉冲；

软开关的控制过程在一个开关周期内包括以下步骤：

1)状态0：母线电流给谐振电容充电

一个开关周期刚刚开始，电流源型逆变器一和电流源型逆变器二所对应的电流适量均为零矢量，分别为I₇和I₈，由于上一个开关周期谐振结束，谐振电容电压为左正右负，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

2)状态1：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₄，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电压导通；

3)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器一的零矢量I₇作用结束，电流矢量I₂开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₄，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

4)状态2：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二开关管S₂₃和S₂₆零电压导通；

5)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器二的零矢量I₈作用结束，电流矢量I₃开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

6)状态3：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₆零电压导通；

7)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器一电流矢量I₂作用结束，电流矢量I₁开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二的开关管S₂₁和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

8)状态4：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₆，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₆零电压导通；

9)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器二的电流矢量I₃作用结束，电流矢量I₂开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁和S₆，电流源型逆变器二的开关管S₁和S₆零电流关断，母线电流给谐振电容充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

10)状态5：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₆，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₂零电压导通；

11)状态6：谐振状态

右侧逆变器所有开关断开，将S₁和S₂导通，L_m，L_r和C_r发生谐振，设计谐振网络参数，当L_r电流下降到零时，谐振电容C_r电压恢复到初始状态，直流母线右侧电压小于零，此时S₁零电流关断，S₂零电压关断；

14)通过斩波器控制母线电流恒定。

与现有技术相比，本发明具有如下优点和有益效果：

采用电流源型逆变器构建多相电机驱动系统，用两个电流源型功率变换器独立驱动两个三相绕组，当某一相电机绕组故障时，电机可以继续运行，提高了电机驱动系统的可靠性和稳定性；在电流源型逆变器之前串联了零电压开关辅助电路，可以有效解决电流源型功率变换器损耗高的问题，提高了系统的运行效率；采用主动阻尼技术，可以有效抑制电机定子绕组电流的五次七次谐波，提升电机驱动系统的性能；通过应用软开关技术，使电流源型逆变器的开关柔性化，减小了电磁干扰，提高了电机驱动系统的效率，有效解决电流源型功率变换器损耗大的缺点。同时系统还具有转矩脉动小，故障容错能力强的优点。

附图说明

图1为SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统整体架构图；

图2为两个电流源型逆变器控制策略的原理图；

图3为两个电流源型逆变器电流矢量对应电压的示意图，其中图3(a)为逆变器电流矢量对应电压，图3(b)为逆变器电流矢量对应电压之和；

图4为两个电流源型逆变器电流流通路径的示意图，其中图(a)-(g)分别为状态0-状态6的电流流通路径。

具体实施方式

以下将结合具体实施例对本发明提供的技术方案进行详细说明，应理解下述具体实施方式仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围。

本发明提供一种SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其主电路拓扑如图1所示，包括：

位于双三相永磁同步电机1.10侧的两个电机定子绕组端口，其分别由串联的两个电流源型逆变器(1.6、1.7)馈电；

串联的两个电流源型逆变器(1.6、1.7)交流侧分别与三相滤波电容(1.8、1.9)并联；

串联的两个电流源型逆变器(1.6、1.7)直流侧一端与直流母线电感1.3串联，另一端与电源侧斩波器1.2串联；

电源侧斩波器1.2与电压源1.1并联；

直流母线电感1.3和电源侧斩波器1.2串联，和零电压开关辅助电路并联；

零电压开关辅助电路包括谐振电感支路1.4和谐振电容支路1.5；

两个电流源型逆变器(1.6、1.7)对应直流母线电感1.3的电流由斩波器控制。

两个电流源型逆变器包括电流源型逆变器一1.6和电流源型逆变器二1.7，三相滤波电容包括三相滤波电容一1.8和三相滤波电容二1.9，其中：

电流源型逆变器一1.6交流侧和三相滤波电容一1.8并联；

电流源型逆变器二1.7交流侧和三相滤波电容二1.9并联；

电流源型逆变器一1.6直流侧的一端与电流源型逆变器二1.7直流侧的一端串联；

电流源型逆变器一1.6直流侧的另一端与直流母线电感1.3串联；

电流源型逆变器二1.7直流侧的另一端与电源侧斩波器1.2串联；

电流源型逆变器一1.6和电流源型逆变器二1.7分别与双三相永磁同步电机1.10的两套电机定子绕组端口连接并给其供电。

如图2所示，电流源型逆变器一1.6的控制模块所采用控制方法包括以下步骤：

1)滤波电容一1.8的电容电压U_1abc和电角度θ_e经过坐标变换2.1得到滤波电容一1.8的电容电压d轴分量U_1d和q轴分量U_1q；

2)滤波电容一1.8的电容电压d轴分量U_1d和q轴分量U_1q经过低通滤波器2.2得到电容电压的稳态分量，电角度θ_e经过微分2.3后得到电机的电角速度ω_e，经过计算步骤2.6可以得到滤波电容一1.8的稳态电流和

3)给定转速n*和实际转速n之间的误差经过PI控制器2.5得到q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；

4)电容电压的d轴分量U_1d和q轴分量U_1q经过高通滤波器2.7得到电容电压的高频分量U_1dh和U_1qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数k_pv(2.8、2.9)得到虚拟电流的值，虚拟电阻用来消耗电机绕组电流的五七次谐波；

5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系2.17后可以得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α1；

6)直流电流的给定除以实际电流值i_dc2.18得到电流源型逆变器一的调制度m_1i，电流源型逆变器的触发延迟角α1加上实际电机电角度θ_e得到SVM模块2.19参考矢量的角度θ_1ωi，利用调制度和角度θ_1ωi生成电流源型逆变器一1.6的六路开关脉冲。

如图2所示，电流源型逆变器二1.7的控制模块所采用控制方法包括以下步骤：

1)电容电压U_2abc和角度θ_e+π/6经过坐标变换2.10得到电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q；

2)电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q经过低通滤波器2.12得到电容电压的稳态分量，与电角速度ω_e计算2.13可以得到电容的稳态电流和

3)q轴电流的给定和电流源型逆变器一1.6相同，采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；

4)电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q经过高通滤波器2.14得到电容电压的高频分量U_2dh和U_2qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数k_pv(2.15、2.16)得到虚拟电流的值，虚拟电阻用来消耗电机绕组电流的五七次谐波；

5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系2.20后可以得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α2；

6)直流电流的给定除以实际电流值i_dc2.21得到电流源型逆变器二1.7的调制度m_2i，电流源型逆变器的触发延迟角α2加上实际角度θ_e+π/6得到SVM模块2.22参考矢量的角度θ_2ωi，利用调制度和角度θ_2ωi生成电流源型逆变器二1.7的六路开关脉冲。

以下对软开关电路1.4和1.5的控制方法展开描述：

如图3(a)所示，为了简化分析，一个开关周期内作用于电流源型逆变器一(1.6)的三个电流矢量分别为I₁₁，I₁₂，I₁₀，对应电流源型逆变器一输入电压为U₁₁，U₁₂，U₁₀，通过改变电流矢量作用顺序，使得U₁₁>U₁₂>U₁₀；同理，一个开关周期内作用于电流源型逆变器二(1.7)的三个电流矢量分别为I₂₁，I₂₂，I₂₀，对应电流源型逆变器一输入电压为U₂₁，U₂₂，U₂₀，通过改变电流矢量作用顺序，使得U₂₁>U₂₂>U₂₀。如图3(b)所示，由于直流侧电压为电流源型逆变器一(1.6)和电流源型逆变器二(1.7)输入电压的和，在一个开关周期内直流侧电压呈现递增的趋势；不妨假设电流源型逆变器一(1.6)工作在第一扇区，电流源型逆变器二(1.7)工作在第六扇区，一个开关周期内软开关的具体工作过程包括如下步骤：

1)状态0：母线电流给谐振电容充电

如图4(a)所示，一个开关周期刚刚开始，电流源型逆变器一(1.6)和电流源型逆变器二(1.7)所对应的电流矢量均为零矢量，分别为I₇和I₈，由于上一个开关周期谐振结束，谐振电容电压为左正右负，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

2)状态1(3.1)：开关管导通时间(t₀-t₁)

如图4(b)所示，母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器(1.2)输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一(1.6)的开关管S₁₁和S₁₄，电流源型逆变器二(1.7)的开关管S₂₃和S₂₆零电压导通；

3)状态0：母线电流给谐振电容充电

如图4(a)所示，电流源型逆变器一(1.6)的零矢量I₇作用结束，电流矢量I₂开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一(1.6)的开关管S₁₁和S₁₄，电流源型逆变器二(1.7)的开关管S₂₃和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

4)状态2(3.2)：开关管导通时间(t₁-t₂)

如图4(c)所示，母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一(1.6)的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二(1.7)开关管S₂₃和S₂₆零电压导通；

5)状态0：母线电流给谐振电容充电

如图4(a)所示，电流源型逆变器二(1.7)的零矢量I₈作用结束，电流矢量I₃开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一(1.6)的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二(1.7)的开关管S₂₃和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

6)状态3(3.3)：开关管导通时间(t₂-t₃)

如图4(d)所示，母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一(1.6)的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二(1.7)开关管S₂₁和S₂₆零电压导通；

7)状态0：母线电流给谐振电容充电

如图4(a)所示，电流源型逆变器一(1.6)电流矢量I₂作用结束，电流矢量I₁开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一(1.6)的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二(1.7)的开关管S₂₁和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

8)状态4(3.4)：开关管导通时间(t₃-t₄)

如图4(e)所示，母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一(1.6)的开关管S₁₁和S₁₆，电流源型逆变器二(1.7)开关管S₂₁和S₂₆零电压导通；

9)状态0：母线电流给谐振电容充电

如图4(a)所示，电流源型逆变器二(1.7)的电流矢量I₃作用结束，电流矢量I₂开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一(1.6)的开关管S₁和S₆，电流源型逆变器二(1.7)的开关管S₁和S₆零电流关断，母线电流给谐振电容充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

10)状态5(3.5)：开关管导通时间(t₄-t₅)

如图4(f)所示，母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一(1.6)的开关管S₁₁和S₁₆，电流源型逆变器二(1.7)开关管S₂₁和S₂₂零电压导通；

11)状态6(3.6)：谐振状态

如图4(g)所示，右侧逆变器所有开关断开，将S₁和S₂导通，L_m，L_r和C_r发生谐振，设计谐振网络参数，当L_r电流下降到零时，谐振电容C_r电压恢复到初始状态，直流母线右侧电压小于零，此时S₁零电流关断，S₂零电压关断；

12)通过斩波器(1.2)控制母线电流恒定。

本发明方案所公开的技术手段不仅限于上述实施方式所公开的技术手段，还包括由以上技术特征任意组合所组成的技术方案。应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也视为本发明的保护范围。

Claims (6)

1.一种SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于，包括：

位于双三相永磁同步电机侧的两个电机定子绕组端口、相互串联的两个电流源型逆变器、两个三相滤波电容、直流母线电感、电源侧斩波器、电压源、零电压开关辅助电路；

所述两个电机定子绕组端口分别由两个电流源型逆变器馈电；

所述串联的两个电流源型逆变器交流侧分别与三相滤波电容并联；

所述串联的两个电流源型逆变器直流侧一端与直流母线电感串联，另一端与电源侧斩波器串联；

所述电源侧斩波器与电压源并联；

所述直流母线电感和电源侧斩波器串联，和零电压开关辅助电路并联；

所述零电压开关辅助电路包括谐振电感支路和谐振电容支路；

所述电流源型逆变器对应直流母线电感的电流由斩波器控制。

2.根据权利要求1所述的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于：所述两个电流源型逆变器包括电流源型逆变器一和电流源型逆变器二，所述两个三相滤波电容包括三相滤波电容一和三相滤波电容二，其中，

所述电流源型逆变器一交流侧和三相滤波电容一并联；

所述电流源型逆变器二交流侧和三相滤波电容二并联；

所述电流源型逆变器一直流侧的一端与电流源型逆变器二直流侧的一端串联；

所述电流源型逆变器一直流侧的另一端与直流母线电感串联；

所述电流源型逆变器二直流侧的另一端与电源侧斩波器串联；

所述电流源型逆变器一和电流源型逆变器二分别与所述双三相永磁同步电机的两套电机定子绕组端口连接并给其供电。

3.根据权利要求1所述的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于，所述电流源型逆变器一的控制方法包括以下步骤：

1)滤波电容一的电容电压U_1abc和电角度θ_e经过坐标变换得到滤波电容一的电容电压d轴分量U_1d和q轴分量U_1q；

2)滤波电容一的电容电压d轴分量U_1d和q轴分量U_1q经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，电角度θ_e经过微分后得到电机的电角速度ω_e，计算得到滤波电容一的稳态电流和

3)给定转速n^*和实际转速n之间的误差经过PI控制器得到q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；

4)电容电压的d轴分量U_1d和q轴分量U_1q经过高通滤波器得到电容电压的高频分量U_1dh和U_1qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数k_pv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；

5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α1；

6)直流电流的给定除以实际电流值i_dc得到电流源型逆变器一的调制度m_1i，电流源型逆变器的触发延迟角α1加上实际电机电角度θ_e得到SVM模块参考矢量的角度θ_1ωi，利用调制度和角度θ_1ωi生成电流源型逆变器一的六路开关脉冲。

4.根据权利要求1所述的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于，所述电流源型逆变器二的控制方法包括以下步骤：

1)电容电压U_2abc和角度θ_e+π/6经过坐标变换得到电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q；

2)电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，与电角速度ω_e计算得到电容的稳态电流和

3)q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；

4)电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q经过高通滤波器得到电容电压的高频分量U_2dh和U_2qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数k_pv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；

5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α2；

6)直流电流的给定除以实际电流值i_dc得到电流源型逆变器二的调制度m_2i，电流源型逆变器的触发延迟角α2加上实际角度θ_e+π/6得到SVM模块参考矢量的角度θ_2ωi，利用调制度和角度θ_2ωi生成电流源型逆变器二的六路开关脉冲。

5.根据权利要求1所述的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统，其特征在于，一个开关周期内软开关的控制方法包括以下步骤：

1)状态0：母线电流给谐振电容充电

一个开关周期刚刚开始，电流源型逆变器一和电流源型逆变器二所对应的电流适量均为零矢量，分别为I₇和I₈，由于上一个开关周期谐振结束，谐振电容电压为左正右负，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

2)状态1：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₄，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电压导通；

3)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器一的零矢量I₇作用结束，电流矢量I₂开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₄，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

4)状态2：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二开关管S₂₃和S₂₆零电压导通；

5)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器二的零矢量I₈作用结束，电流矢量I₃开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

6)状态3：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₆零电压导通；

7)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器一电流矢量I₂作用结束，电流矢量I₁开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二的开关管S₂₁和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

8)状态4：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₆，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₆零电压导通；

9)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器二的电流矢量I₃作用结束，电流矢量I₂开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁和S₆，电流源型逆变器二的开关管S₁和S₆零电流关断，母线电流给谐振电容充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

10)状态5：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₆，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₂零电压导通；

11)状态6：谐振状态

右侧逆变器所有开关断开，将S₁和S₂导通，L_m，L_r和C_r发生谐振，设计谐振网络参数，当L_r电流下降到零时，谐振电容C_r电压恢复到初始状态，直流母线右侧电压小于零，此时S₁零电流关断，S₂零电压关断；

12)通过斩波器控制母线电流恒定。

6.SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统的控制方法，其特征在于：基于权利要求1-5中任意一项所述的SiC器件电流源型双三相永磁同步电机驱动系统实现，包括电流源型逆变器一的控制过程、电流源型逆变器二的控制过程、软开关的控制过程；

所述电流源型逆变器一的控制过程包括以下步骤：

1)滤波电容一的电容电压U_1abc和电角度θ_e经过坐标变换得到滤波电容一的电容电压d轴分量U_1d和q轴分量U_1q；

2)滤波电容一的电容电压d轴分量U_1d和q轴分量U_1q经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，电角度θ_e经过微分后得到电机的电角速度ω_e，计算得到滤波电容一的稳态电流和

3)给定转速n^*和实际转速n之间的误差经过PI控制器得到q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；

4)电容电压的d轴分量U_1d和q轴分量U_1q经过高通滤波器得到电容电压的高频分量U_1dh和U_1qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数k_pv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；

5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α1；

6)直流电流的给定除以实际电流值i_dc得到电流源型逆变器一的调制度m_1i，电流源型逆变器的触发延迟角α1加上实际电机电角度θ_e得到SVM模块参考矢量的角度θ_1ωi，利用调制度和角度θ_1ωi生成电流源型逆变器一的六路开关脉冲；

所述电流源型逆变器二的控制过程包括以下步骤：

1)电容电压U_2abc和角度θ_e+π/6经过坐标变换得到电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q；

2)电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q经过低通滤波器得到电容电压的稳态分量，与电角速度ω_e计算得到电容的稳态电流和

3)q轴电流的给定采用零d轴电流的控制方案，d轴电流的给定为零；

4)电容电压的d轴分量U_2d和q轴分量U_2q经过高通滤波器得到电容电压的高频分量U_2dh和U_2qh，高频分量乘以一个虚拟电阻系数k_pv得到虚拟电流的值，虚拟电阻用于消耗电机绕组电流的五七次谐波；

5)d轴和q轴电流的给定和补偿上电容的稳态电流和和虚拟电阻电流得到最终电流的给定，笛卡尔坐标系转换成极坐标系后得到直流电流的给定和电流源型逆变器的触发延迟角α2；

6)直流电流的给定除以实际电流值i_dc得到电流源型逆变器二的调制度m_2i，电流源型逆变器的触发延迟角α2加上实际角度θ_e+π/6得到SVM模块参考矢量的角度θ_2ωi，利用调制度和角度θ_2ωi生成电流源型逆变器二的六路开关脉冲；

所述软开关的控制过程在一个开关周期内包括以下步骤：

1)状态0：母线电流给谐振电容充电

一个开关周期刚刚开始，电流源型逆变器一和电流源型逆变器二所对应的电流适量均为零矢量，分别为I₇和I₈，由于上一个开关周期谐振结束，谐振电容电压为左正右负，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

2)状态1：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₄，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电压导通；

3)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器一的零矢量I₇作用结束，电流矢量I₂开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₄，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

4)状态2：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二开关管S₂₃和S₂₆零电压导通；

5)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器二的零矢量I₈作用结束，电流矢量I₃开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二的开关管S₂₃和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

6)状态3：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₆零电压导通；

7)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器一电流矢量I₂作用结束，电流矢量I₁开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₂，电流源型逆变器二的开关管S₂₁和S₂₆零电流关断，母线电流给谐振电容C_r充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

8)状态4：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₆，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₆零电压导通；

9)状态0：母线电流给谐振电容充电

电流源型逆变器二的电流矢量I₃作用结束，电流矢量I₂开始作用，电容电压加上斩波器输出电压小于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁和S₆，电流源型逆变器二的开关管S₁和S₆零电流关断，母线电流给谐振电容充电，电流源型逆变器直流侧电压逐步抬高；

10)状态5：开关管导通时间

母线电流给谐振电容C_r充电，直到电容电压加上斩波器输出电压等于电机端电压，电流源型逆变器一的开关管S₁₁和S₁₆，电流源型逆变器二开关管S₂₁和S₂₂零电压导通；

11)状态6：谐振状态

右侧逆变器所有开关断开，将S₁和S₂导通，L_m，L_r和C_r发生谐振，设计谐振网络参数，当L_r电流下降到零时，谐振电容C_r电压恢复到初始状态，直流母线右侧电压小于零，此时S₁零电流关断，S₂零电压关断；

12)通过斩波器控制母线电流恒定。