CN105099217A - 一种级联型多电平高压变频器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种级联型多电平高压变频器，其中多个功率单元与三相变压器的多个副边绕组分别相连，并且同相的功率单元串联在一起，其特征在于：所述多个功率单元中的至少一部分是带有阻抗网络的功率单元。本发明不但节省了高压变频器系统成本，而且大大的提高了系统的可靠性。

Description

一种级联型多电平高压变频器

技术领域

本发明涉及一种级联型多电平高压变频器，更具体而言，涉及一种级联H桥多电平高压变频器。

背景技术

典型的级联型多电平高压变频器用于将固定的交流输入电压转换成可变电压和/或可变频率的输出。尽管在过去已经有关于用于交流电机的级联型多电平高压变频器的设计，但是这些高压变频器仍然存在许多问题，例如：

变频器启动时需要对直流母线进行预充电；

功率模块的交流输出电压只能低于直流母线电压；

每一个桥臂的上下功率器件不能同时导通，否则，会发生直通短路，损坏器件。因此在脉冲调制中需要加入死区，然而这样就会使输出的电压波形质量发生失真；

另外，电磁兼容的脆弱性也是一个问题，由电磁干扰造成的误触发导致的直通问题是变频器可靠性问题的主要来源；

在电网电压跌落时，高压变频器就不能输出额定电压。导致了高压变频器不得不停机或者转入低电压穿越模式，这样用电设备都不能正常工作；

在功率单元失效时，高压变频器需要增加旁通回路。如果直接用基于晶闸管的旁通回路，在直流母线充放电时，容易造成晶闸管的误触发。

针对上述一个或多个问题，通常的做法是增加预充电回路、增加功率模块、提高控制难度或者增加缓冲电路。但这样不但会增加高压变频器系统的成本，而且会大大降低系统的可靠性。

发明内容

本发明的实施方式提供了一种级联多电平高压变频器，其可以有效地克服上述一个或多个问题。节省了系统成本，并且大大增加了高压变频器系统的可靠性。

为实现上述目的，本发明提供了一种级联型多电平高压变频器，其中多个功率单元与三相变压器的多个副边绕组分别相连，并且同相的功率单元串联在一起，其特征在于：所述多个功率单元中的至少一部分是带有阻抗网络的功率单元。

在一种实施方式中，所述带有阻抗网络的功率单元包括二极管整流器、IGBT逆变器和位于它们之间的阻抗网络。

在一种实施方式中，所述的阻抗网络中包含电感和电容。

在一种实施方式中，所述多个功率单元还包括不带有阻抗网络的功率单元。

在一种实施方式中，所述不带有阻抗网络的功率单元包括二极管整流器、IGBT逆变器和位于它们之间的直流母线电容。

在一种实施方式中，每个功率单元的输入电压都相同。

在一种实施方式中，所述三相变压器是移相变压器，并且副边绕组的输出电压都相同，各个副边绕组的输出电压相互之间错位一定的相角。

这种带有阻抗网络的功率单元电路结构，由于它兼具有电压源逆变器和电流源逆变器的特点，因此它有如下优点：

·每个功率模块不需要预充电单元。由于直流侧的电抗能够平滑尖峰电流；

·输出的交流电压能够高于直流输入电压。这样在电网电压跌落时，交流输出仍然可以获得满电压；

·不需要设置死区，由于每一个桥臂上、下功率器件可以直接导通通；

·对于EMI噪声的存在免疫性，没有误导通问题；

·更少的谐波注入电网，由于直流电抗器的作用；

·更少的谐波注入负载，由于不需要设置死区；

·此外如果直流电抗采用一个铁心以变压器的形式进行耦合的电抗器，它可以减少共模电压和电压的dv/dt。

采用上述这种功率单元的级联多电平高压变频器能够有效地提高系统性能同时降低成本。

附图说明

图1是本发明的一种级联型多电平高压变频器的整体示意图；

图2是本发明的功率单元的一种电路拓扑结构的实施例；

图3是本发明的功率单元的另一种电路拓扑结构的实施例；

图4至图6是图2所示功率单元在不同开关频率下的仿真效果图。

具体实施方式

以下参考附图，给出了本发明的可选实施方式的具体描述。

图1示出本发明的变频器的示意性结构图。如图1所示，三相多副边绕组变压器10的原边直接或通过开关与高压交流电网连接，变压器10的副边的每一个绕组与整流及H桥式逆变单元20(简称为功率单元20)相连，并且同相的功率单元串联在一起。每一相的功率单元的个数与电网电压、功率器件的性能以及输出需求等有关。优选地，副边的绕组都是同样的结构，从而每个功率单元20的输入电压相同。在一种实施方式中，所述三项多副边绕组变压器是移相变压器，并且副边绕组的输出电压都相同，各个副边绕组的输出电压相互之间错位一定的相角。图1的右下角示出功率单元20的拓扑结构的一种实施方式，其放大的视图参见图2。

图2示出功率单元20的拓扑结构的一种实施方式。如图2所示，功率单元20是带有阻抗网络的H桥功率单元，其中包含有二极管整流器21、IGBT逆变器23和位于它们之间的阻抗网络22。阻抗网络22由电感和电容构成。采用集成了阻抗网络22的功率单元20将使整个变频器系统既不是电压源型逆变器(VSI)，又不是电流源型逆变器(CSI)。由于普通的逆变器大多是电压源型逆变器(VSI)，因此本发明除了具有VSI逆变器的优点外，还具有CSI逆变器的优点。

这种功率单元的每一个桥臂都可以直通，由于电抗器的限流作用，它没有过流的问题，同时因为直流电抗器的设置，更少的谐波会被注入电网。同时，每一个功率单元的阻抗网络还具有升压的功能。由于它兼具有电压源逆变器和电流源逆变器的特点，直流侧的电抗能够平滑浪涌电流，因此它不需要预充电单元。因为每一个桥臂可以直接导通，这样在电网电压跌落时，交流输出仍然可以获得额定的电压，因此输出的交流电压能够高于直流输入电压。另外，因为每一个桥臂都可以直通，从而不需要死区，进而更少的谐波被注入负载，从而尽可能避免输出的电压质量发生失真。此外，它还没有EMI噪声和误导通的问题。如果直流电抗器采用一个铁心以变压器的形式进行耦合的电抗器，它还可以减少共模电压和电压的dv/dt。

为了更具体的描述本发明的带有阻抗网络的功率单元20电路结构的工作原理以及升压控制方式，下文详细介绍阻抗网络22的工作原理以及是如何升压的。

带有阻抗网络的功率单元H桥逆变器具有五个允许的开关状态，而不像传统的H桥逆变器那样只有四个。当直流电压加到负载上时，传统的功率单元有两个非零矢量。当负载端分别被下面的或上面的两个器件短路时，逆变器有两个零电压矢量。然而逆变器有一个另外的零电压状态或零电压矢量，即当负载端被上面的和下面的器件短路时。如果所有的器件均被触发导通，这在传统的H桥电压源逆变器中，这个零电压状态或矢量是被禁止的，因为它将导致直通，我们称这个第三种零电压状态或矢量为直通零电压状态或矢量。阻抗网络22使直通零电压状态或矢量成为可能，这个直通零电压状态为逆变器提供了独特的升/降压特性。

更进一步的，若电感L1、L2和电容器C1、C2分别具有相同的电感量L和电容量C，阻抗网络变为对称网络。

从对称和等效电路，有

$\left\{\begin{array}{c}{v}_C=v_{C1}=v_{C2}\\ v_L=v_{L1}=v_{L2}\end{array}\right.---\left(1\right)$

假设在一个开关周期T中，逆变器工作于直通状态中的一种工作状态的时间为T0，则有：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_L=v_C\\ v_{\mathrm{in}}=2v_C\\ v_i=0\end{array}\right.---\left(2\right)$

假设在一个开关周期T中，逆变器工作于非直通零电压状态的时间为T1，有：

$\left\{\begin{array}{c}{v}_L=v_{\mathrm{in}}-v_C\\ v_i=v_C-v_L=2v_C-v_{\mathrm{in}}\end{array}\right.---\left(3\right)$

式中Vin是直流电源电压，T＝T₀+T₁。

在一个开关周期T中，电感两端的平均电压在稳态下必然为0，由式(2)、式(3)得：

v_L＝[T₀·v_C+T₁·(v_in-v_C)]/T＝0(4)

或

$\frac{v_C}{v_{\mathrm{in}}}=\frac{T_1}{T_1-T_0}---\left(5\right)$

类似地，加在逆变器的平均直流电压可以得到如下：

$v_i=[T_0\·0+T_1\·({2v}_C-v_{\mathrm{in}})]/T\frac{T_1}{T_1-T_0}\·v_{\mathrm{in}}=v_C---\left(6\right)$

加在逆变器的峰值直流环节电压在式(3)中有表述，可以重写为：

式中B由直通零电压状态得到的升压因子(BoostFactor)：

$B=\frac{T}{T_1-T_0}\≥1---\left(8\right)$

另一方面，逆变器输出相电压的峰值可以表示为：

式中M为逆变器的调制因子(ModulationInd(x)。对于正弦脉宽调制(SPWM)，M≤1；对于空间矢量调制(SVPWM)，

应用式(7)式(9)可进一步表示为：

式(10)表明通过选择一个合适的升/降压因子(Factor)，输出电压可以升高和降低

升/降压因子F是由调制因子M，升压因子B决定的。升压因子B是这样确定的：在逆变器的PWM控制中控制直通零电压状态的时间相对于零电压矢量的比，当输入电压较低时，升压作用是必需的，所需要的器件额定电压主要由期望的输出电压来决定。此外，两个直流电感L1、L2可以通过一个铁心以变压器的形式进行耦合。它们所需要的电感量由开关频率所决定，而不是由输出交流电压频率所决定，通过提高开关频率可以使所需的电感量最小。

图3示出另一种拓扑结构的功率单元20，其没有采用图2所示的阻抗网络，而是包括二极管整流器、IGBT逆变器和位于它们之间的直流母线电容。

图4至6示出图2所示的功率单元分别在开关频率600Hz、900Hz和1000Hz情况下的仿真结果，其中Vin表示直流输入电压，Vdc表示阻抗网络上直流电容电压，Ia表示交流输出电流，Van表示交流输出电压，图中的横坐标是时间，而纵坐标是电压和/或电流。

从图4至6中，可以看出采用图2所示的功率单元，其直流电压可以相应的提高，提高的倍数以及控制方式可从前文公式(8)得出。对应地，也就可以提高输出交流电压，具体控制方式见前文公式(10)。这一特点解决了高压变压器功率单元输出电压低以及在电网电压跌落时不能输出额定电压问题。

同时在公式(8)中可知，采用图2所示的功率单元具有上下桥臂直接导通的能力，这点也就从系统上解决了高压变频器的电磁兼容问题和死区设置以及由此导致的输出电压波形失真问题。

从图4至6依次对比可以看出，开关频率越高，被升高的直流电压越平滑、稳定。然而开关频率越高，系统的损耗就越高，造成了系统的效率降低。但是，由于本发明的高压变频器系统是多个功率单元串联而成，叠加后系统的等效开关频率会成倍数的增加。因此在工业实践中，要综合考虑系统的各种性能，折衷选择开关频率。

此外，阻抗网络中的电感可以限制电流的波动，因此该特点也就可以天然的解决了系统中的预充电问题以及旁单元晶闸管误触发问题。

图1所示的变频器可以全部采用图2所示的功率单元，也可以部分采用图2所示的功率单元，而剩余部分采用图3所示的功率单元。

尽管为说明目的公开了本发明的几种实施方式和附图，但是本领域的普通技术人员，在不脱离本发明及所附的权利要求的精神和范围内，可作各种替换、变化和润饰。因此，本发明不应局限于前述实施方式和附图所公开的内容，本发明的保护范围以所附的权利要求书所界定的范围为准。

Claims (9)

1.一种级联型多电平高压变频器，其中多个功率单元与三相变压器的多个副边绕组分别相连，并且同相的功率单元串联在一起，其特征在于：

所述多个功率单元中的至少一部分是带有阻抗网络的功率单元。

2.根据权利要求1所述的级联型多电平高压变频器，其特征在于，所述带有阻抗网络的功率单元包括二极管整流器、IGBT逆变器和位于它们之间的阻抗网络。

3.根据权利要求2所述的级联型多电平高压变频器，其特征在于，所述阻抗网络中包含电感和电容。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的级联型多电平高压变频器，其特征在于，所述多个功率单元还包括不带有阻抗网络的功率单元。

5.根据权利要求4所述的级联型多电平高压变频器，其特征在于，所述不带有阻抗网络的功率单元包括二极管整流器、IGBT逆变器和位于它们之间的直流母线电容。

6.根据权利要求1至3中任一项所述的级联型多电平高压变频器，其特征在于，每个功率单元的输入电压都相同。

7.根据权利要求4所述的级联型多电平高压变频器，其特征在于，每个功率单元的输入电压都相同。

8.根据权利要求1至3中任一项所述的级联型多电平高压变频器，其特征在于，所述三相变压器是移相变压器，并且副边绕组的输出电压都相同，各个副边绕组的输出电压相互之间错位一定的相角。

9.根据权利要求4所述的级联型多电平高压变频器，其特征在于，所述三相变压器是移相变压器，并且副边绕组的输出电压都相同，各个副边绕组的输出电压相互之间错位一定的相角。