CN113890406A - 一种无桥型单级隔离ac–dc变换器及其控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法，属于电力电子技术中隔离型高频功率变换技术领域。现有技术中主要存在控制变量计算复杂、不能实现全范围软开关的问题。本发明提出的一种无桥型单级隔离AC–DC变换器，通过复用功率开关减少了器件数量，无桥型结构使得电流流过的功率开关数量得到降低。针对该拓扑，本发明还提出一种可实现全电网周期、全负载范围内所有高频功率开关零电压开通的控制方法，并且无需网侧电流传感器即可实现自然的功率因数校正功能。其中开关频率的控制为一种准定频控制，无需过零检测电路即可将网侧电感电流控制成临界导通模式。采用本发明所述方法，可以降低功率开关和电流传感器的数量，节约成本，提高功率密度。全范围软开关的调制方法可降低开关损耗，提高效率。

Description

一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术中隔离型高频功率变换技术领域，具体涉及一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法。
背景技术
带功率因数校正功能的AC–DC变换器在数据中心电源、电动汽车充电机、储能系统以及分布式直流微网等场合应用广泛。当需要实现电气隔离、高增益以及宽输出范围等功能时，传统的解决方案中通常采用两级式结构：前级非隔离AC–DC变换器实现整流与功率因数校正功能，后级DC-DC变换器实现电压增益变换以及电气隔离功能。然而，两级结构效率较低，并且器件数量较多，控制环路复杂，增加了系统的复杂度和成本。两级间用于缓冲能量的大容量电解电容影响功率密度和寿命，并且在启动过程中需要额外的软启动电路来为电容预充电以限制浪涌电流。
单级隔离型AC–DC变换器可以在一级变换中实现功率因数校正以及隔离等功能，按拓扑特点可以分为准单级型、双向开关型、无桥型等。这些单级隔离型AC–DC变换器通过降低功率转换级数，减少了高频功率开关数量，从而使变换器效率和功率密度得到了很大提升。然而，单级如何在全负载范围、全电网电压周期内实现变换器的高效运行，是单级隔离AC–DC变换器的一个重要挑战。
为了实现单级变换器的高效运行，一方面可以优化电感电流，降低导通损耗。另一方面要拓宽单级AC–DC变换器的软开关范围，降低开关损耗。一种应用于矩阵型单级AC–DC变换器的控制方法(N.D.Weise et al.,A single-stage dual-active-bridge-basedsoft switched ac–dc converter with open-loop power factor correction andother advanced features,IEEE Trans.Power Electron.,Aug.2014,29(8):4007–4016)只采用一种工作模式，并且可以实现宽范围软开关，但是该工作模式下电感电流峰值较大。一种应用于准单级型AC–DC变换器的控制方法(F.Jauch et al.,Combined phase-shiftand frequency modulation of a dual-active-bridge AC–DC converter with PFC,IEEE Trans.Power Electron.,Dec.2016,31(12):8387–8397)采用调频加移相的调制方案，可以实现宽范围的软开关，但是该控制方法复杂，计算量大，导致控制变量不能在线实时计算，需要靠查表来实现。一种用于双有源桥式单级AC-DC变换器的控制方法(见专利CN111478600A)，可以实现在线实时计算以及较宽范围内的软开关，但是副边开关管在重载下不能实现软开关。为了进一步降低器件数量，可以在交流侧采用无桥结构，但流过交流侧功率开关的电流为两个电感电流之和，软开关的实现相比于准单级型以及双向开关型更加困难。在一种用于无桥型单级AC–DC变换器控制方法(X.Sun et al.,Research on single-stage high-frequency-link SST topology and its optimization control,IEEETrans.Power Electron.,Aug.2020,35(8):8701–8711)中，只对电感电流平均值进行了优化，对变换器各个功率开关的软开关情况并未进行分析说明。
综上，现有技术中采用的变换器大多数为两级式变换器或准单级式变换器，存在器件数量较多，效率较低的问题。对应的控制方法一方面存在难以在全电网周期、全负载范围内实现所有高频功率开关的软开关的问题，另一方面存在调制方法复杂，计算量大，导致控制变量不能在线实时计算的问题。
发明内容
针对现有技术中存在的缺陷，本发明公开了一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法。该变换器拓扑只需一级变换即可实现整流和隔离功能，降低了高频功率开关数量。该控制方法能够实现全电网周期、全负载范围内所有高频功率开关的零电压开通，并且无需网侧电流传感器即可实现自然的功率因数校正功能。最终本发明可以实现高效的功率变换以及简单有效的控制。
为达到以上目的，本发明采用的技术方案是一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法，变换器拓扑结构具有如下特点：
变换器主电路的交流侧是一个图腾柱无桥整流电路与半桥电路通过复用功率开关组合而成的复合桥式电路，直流侧是一个传统的全桥电路，交直流两侧通过高频变压器连接；
交流侧复合桥式电路由高频功率开关S1和S2，工频功率开关S3和S4，钳位电容Cc1和Cc2，网侧电感Lac，以及EMI滤波器组成；直流侧全桥电路由高频功率开关S5、S6、S7、S8，以及输出滤波电容Co1、Co2组成。Lk为高频变压器T的漏感与外串电感之和；
主电路的连接关系为：S1的漏极、S3的漏极和Cc1的一端相连；S2的源极、S4的源极和Cc2的一端相连；S1的源极和S2的漏极相连，连接点为A；S3的源极和S4的漏极相连，连接点为E；Co1的另一端和Co2的另一端相连，连接点为B；交流电源经EMI滤波器后，一端连接到Lac的一端，另一端与E点相连；Lac的另一端与A点相连；Lk的一端与A点相连，另一端连接变压器T的一次侧的同名端，变压器一次侧异名端与B点相连；S5的漏极、S7的漏极、Co1的一端、Co2的正极性端和输出的正极相连；S6的源极、S8的源极、Co1的另一端和Co2的负极性端和输出的负极相连；S5的源极和S6的漏极相连，连接点为C；S7的源极和S8的漏极相连，连接点为D；变压器二次侧同名端与C点相连，异名端与D点相连。
进一步，采用的控制方法包括如下步骤：
(1)根据直流侧输出电压给定值
Figure BDA0003379031160000031
直流侧输出电压Vo，经输出电压PI调节器得到网侧电流幅值给定值
Figure BDA0003379031160000032
(2)根据
Figure BDA0003379031160000033
以及变换器的典型效率值ηtyp估计网侧电流的实际幅值Iac，并由此计算出变换器的开关频率fs；
(3)根据
Figure BDA0003379031160000034
以及锁相环输出相角ωt，得到网侧电流瞬时给定值
Figure BDA0003379031160000035
同时计算变换器瞬时电压变比m，然后由调制模块根据
Figure BDA0003379031160000036
和m，确定变换器的工作模式，然后计算出控制变量D2和
Figure BDA0003379031160000037
(4)PWM生成模块根据控制变量fs、
Figure BDA0003379031160000038
和D2生成所有功率开关的驱动信号。
再进一步，步骤(2)中，网侧电流的实际幅值Iac采用如下方法获得
Figure BDA0003379031160000039
其中，Iref为标幺值
Figure BDA00033790311600000310
的实际值，ηtyp为变换器的典型效率值。
再进一步，步骤(2)中，根据下式计算开关频率fs
Figure BDA00033790311600000311
其中，Vac为网侧电压峰值，Lac为网侧电感的电感量，IZVS1为交流侧功率开关在网侧电压峰值时，能实现软开关所需的最小换流电流。
再进一步，步骤(3)中，根据下式计算变换器瞬时电压变比m
Figure BDA00033790311600000312
其中，变压器变比为n:1，vac为电网电压，Vo为直流侧输出电压。
再进一步，步骤(3)中，按照变压器漏感电流波形的特点，当输入电流标幺值较小时，变换器工作于模式1，当输入电流标幺值较大时，变换器工作于模式2。根据以下公式划分模式并计算每种模式下控制变量D2和
Figure BDA00033790311600000313
的值
模式1：
模式划分方式：
Figure BDA0003379031160000041
D2和
Figure BDA0003379031160000042
的计算公式：
Figure BDA0003379031160000043
模式2：
模式划分方式：
Figure BDA0003379031160000044
D2和
Figure BDA0003379031160000045
的计算公式：
Figure BDA0003379031160000046
其中，D2为直流侧全桥桥臂中点电压的占空比，
Figure BDA0003379031160000047
为桥间移相角，
Figure BDA0003379031160000048
为网侧电流瞬时给定值。
本发明的效果在于：本发明公开的一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法，通过复用功率开关减少了器件数量，可以节约了成本，提高功率密度。交流侧的无桥型结构使得电流流过的功率开关数量得到降低，可以降低导通损耗，提高效率。采用的控制方法可实现全电网周期、全负载范围内所以高频功率开关的零电压开通，并且对电感电流峰值进行了优化，可以降低开关损耗和导通损耗，提高效率。所提控制方法无需网侧电流传感器即可实现自然的功率因数校正，且无需过零检测电路即可将网侧电感电流控制成临界导通模式，降低了系统的复杂度和成本。所提控制方法中对开关频率的控制为一种准定频控制，开关频率的计算独立于其它两个控制变量的计算，使得控制变量的表达式简单，可以在线实时计算，避免了一些现有控制方法中采用的查表法，使得所提控制方法在实际中更方便实施。
附图说明
图1是本发明所提无桥型单级隔离AC–DC变换器拓扑结构。
图2是变换器正常工作时的典型波形图。
图3是变换器的两种工作模式。
图4是变换器的控制框图。
图5是调制模块的计算流程图。
图6是变换器额定负载下的实验波形图。
具体实施方式
下面将结合附图描述本发明的一个具体实施例，并进一步说明本发明的技术方案与实施效果。
本发明所提无桥型单级隔离AC–DC变换器拓扑结构如图1所示。变换器的直流侧是一个全桥结构，Co1用于滤除输出电流io中的高频纹波。由于二次脉动功率由直流侧缓冲，io中含有二倍频分量，需要用大容量电解电容Co2滤除。交流侧vac和iac分别为电网电压和电网电流。S1和S2为高频功率开关，而S3和S4为工频功率开关。Lac为网侧电感，工作在临界导通模式，EMI滤波器被用于滤除iLac中的高频分量。与传统整流器不同，钳位电容Cc1和Cc2容值很小，仅用于滤除开关频率纹波而不用于能量存储。钳位电容Cc1,Cc2和功率开关S1，S2同时构成了一个半桥高频逆变器，与副边的全桥结构共同构成了一个双有源桥。交流侧和直流侧通过高频变压器T连接，其变比为n:1。变压器漏感用Lk表示。
本发明的一个具体实施例参数如下：输入电压：vac＝110Vrms，50Hz；输出电压：Vo＝160V；开关频率：fs＝30kHz～80kHz；额定功率：Po(rated)＝500W；网侧电感：Lac＝150μH；变压器变比n:1＝1:1；变压器漏感与外串电感之和：Lk＝80μH；交流侧钳位电容：Cc1，Cc2＝3.2μF；直流侧高频滤波电容：Co1＝50μF；直流侧低频滤波电容：Co2＝2200μF；变换器典型效率值：ηtyp＝94％；交流侧功率开关(S1和S2)的换流电流：IZVS1＝1A。
图2为所提变换器正常工作时的典型波形图，下面结合图2对变换器工作原理进行解释和说明。交流侧功率开关S1和S2以50％的占空比高频开关，功率开关S3和S4工作在同步整流模式。当vac处于正半周时，S4开通，S3关断；当vac处于负半周期时，S3开通，S4关断。电网电压vac被整流成二次脉动的直流电压vrec。因为S1和S2的占空比都是50％，所以vrec的值将被钳位在2|vac|，电容Cc1和Cc2上的电压值是vrec/2，也就是|vac|。功率开关S1和S2同时也产生高频交流电压vab，其包络线幅值为vac。Lac电感值较小，iLac为网侧电流iac叠加了高频纹波，通过参数设计以及控制策略使其工作于临界导通模式，用于实现S1和S2的软开关。直流侧全桥驱动信号有内移相角，因此vcd波形是高频三电平的。由于二次脉动功率由输出侧电容缓冲，io的周期平均值<io>Ts含有二倍频分量，由Co1和Co2滤波后得到平稳的直流电压Vo。电容Cc1和Cc2容值很小，其上所消耗的的无功能量可以忽略。
图3为变换器选用的两种具有实现软开关能力的工作模式。其中D2为vcd的占空比，
Figure BDA0003379031160000061
为vab和vcd间的移相角。在开关频率fs确定后，可以通过控制D2和
Figure BDA0003379031160000062
两个控制来实现所有功率开关的软开关运行。
图4为变换器的控制框图，图5为调制模块的计算流程图。下面结合图4和图5说明基于无桥型单级隔离AC–DC变换器的可实现全范围软开关的控制方法的具体实施方式。
(1)如图4所示，首先通过锁相环(PLL)得到电网电压的幅值Vac和相角ωt。直流侧输出电压Vo采样值经限波器Ho(s)滤除二倍工频分量后得到电压直流分量Vof，直流侧输出电压给定值
Figure BDA0003379031160000063
与Vof做差后，将电压误差送入输出电压PI调节器，得到网侧电流幅值给定值
Figure BDA0003379031160000064
同时，根据下式计算变换器瞬时电压变比m。
Figure BDA0003379031160000065
(2)如图4和图5所示，调制模块首先根据
Figure BDA0003379031160000066
以及变换器的典型效率值ηtyp，由下式估计网侧电流的实际幅值Iac。本实例中ηtyp取94％。
Figure BDA0003379031160000067
其中，Iref为标幺值
Figure BDA0003379031160000068
的实际值。然后调制模块由下式计算出变换器的开关频率fs，由此可以将Lac控制成临界导通模式而无需过零检测电路。其中，IZVS1为交流侧功率开关在网侧电压峰值时，能实现软开关所需的最小换流电流。可以看出fs不随电网相角ωt变化，因此被称为准定频控制。本实例中IZVS1取1A。
Figure BDA0003379031160000069
之后调制模块根据
Figure BDA00033790311600000610
以及电网相角ωt，由下式得到网侧电流瞬时给定值
Figure BDA00033790311600000615
Figure BDA00033790311600000611
(3)按照变压器漏感电流波形的特点，变换器采用模式1和模式2两种工作模式。其中模式1适用于输入电流标幺值较小的情况，模式2适用于输入电流标幺值较大的情况。调制模块根据
Figure BDA00033790311600000612
和m的关系，确定变换器的工作模式，最后计算出控制变量D2和
Figure BDA00033790311600000613
模式划分方式以及每种模式下控制变量D2和
Figure BDA00033790311600000614
的计算公式为
模式1：
模式划分方式：
Figure BDA0003379031160000071
D2和
Figure BDA0003379031160000072
的计算公式：
Figure BDA0003379031160000073
模式2：
模式划分方式：
Figure BDA0003379031160000074
D2和
Figure BDA0003379031160000075
的计算公式：
Figure BDA0003379031160000076
采用上述模式划分方式以及每种模式下控制变量D2和
Figure BDA0003379031160000077
的计算公式，可以实现变换器全电网周期、全负载范围内的软开关，并且所有变量的计算公式复杂度较低，都可以在线实时计算。模式1和模式2间的过渡过程中控制变量无突变，因此过渡过程无暂态振荡。
(4)PWM生成模块根据控制变量fs、
Figure BDA0003379031160000078
和D2参照图3生成所有功率开关的驱动信号，实现对变换器的控制。
图6是本实施例中变换器额定负载下的实验波形图。变换器在满载(Po＝500W)情况下网侧功率因数为0.995，网侧电流THD为2.0％，在没有网侧电流传感器的情况下仍能很好地实现功率因数校正功能。从电流iLac的波形可以看出电感Lac在所提准定频控制下可以工作在临界导通模式，而无需使用过零检测电路。
以上所述的具体描述，是对发明的目的、技术方案和有益效果进行的详细说明。所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施例而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法，其特征在于，变换器拓扑结构具有如下特点：
变换器主电路的交流侧是一个图腾柱无桥整流电路与半桥电路通过复用功率开关组合而成的复合桥式电路，直流侧是一个传统的全桥电路，交直流两侧通过高频变压器连接；
交流侧复合桥式电路由高频功率开关S1和S2，工频功率开关S3和S4，钳位电容Cc1和Cc2，网侧电感Lac，以及EMI滤波器组成；直流侧全桥电路由高频功率开关S5、S6、S7、S8，以及输出滤波电容Co1、Co2组成。Lk为高频变压器T的漏感与外串电感之和；
主电路的连接关系为：S1的漏极、S3的漏极和Cc1的一端相连；S2的源极、S4的源极和Cc2的一端相连；S1的源极和S2的漏极相连，连接点为A；S3的源极和S4的漏极相连，连接点为E；Co1的另一端和Co2的另一端相连，连接点为B；交流电源经EMI滤波器后，一端连接到Lac的一端，另一端与E点相连；Lac的另一端与A点相连；Lk的一端与A点相连，另一端连接变压器T的一次侧的同名端，变压器一次侧异名端与B点相连；S5的漏极、S7的漏极、Co1的一端、Co2的正极性端和输出的正极相连；S6的源极、S8的源极、Co1的另一端和Co2的负极性端和输出的负极相连；S5的源极和S6的漏极相连，连接点为C；S7的源极和S8的漏极相连，连接点为D；变压器二次侧同名端与C点相连，异名端与D点相连。
2.如权利要求1所述的一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法，其特征在于，采用的控制方法包括如下步骤：
(1)根据直流侧输出电压给定值
Figure FDA0003379031150000015
直流侧输出电压Vo，经输出电压PI调节器得到网侧电流幅值给定值
Figure FDA0003379031150000016
(2)根据
Figure FDA0003379031150000017
以及变换器的典型效率值ηtyp估计网侧电流的实际幅值Iac，并由此计算出变换器的开关频率fs；
(3)根据
Figure FDA0003379031150000018
以及锁相环输出相角ωt，得到网侧电流瞬时给定值
Figure FDA0003379031150000019
同时计算变换器瞬时电压变比m，然后由调制模块根据
Figure FDA0003379031150000014
和m，确定变换器的工作模式，然后计算出控制变量D2和
Figure FDA0003379031150000012
(4)PWM生成模块根据控制变量fs、
Figure FDA0003379031150000013
和D2生成所有功率开关的驱动信号。
3.如权利要求2所述的一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法，其特征在于：步骤(2)中，网侧电流的实际幅值Iac采用如下方法获得
Figure FDA0003379031150000011
其中，Iref为标幺值
Figure FDA00033790311500000212
的实际值，ηtyp为变换器的典型效率值。
4.如权利要求2所述的一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法，其特征在于：步骤(2)中，根据下式计算开关频率fs
Figure FDA0003379031150000021
其中，Vac为网侧电压峰值，Lac为网侧电感的电感量，IZVS1为交流侧功率开关在网侧电压峰值时，能实现软开关所需的最小换流电流。
5.如权利要求2所述的一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法，其特征在于：步骤(3)中，根据下式计算变换器瞬时电压变比m
Figure FDA0003379031150000022
其中，变压器变比为n:1，vac为电网电压，Vo为直流侧输出电压。
6.如权利要求2所述的一种无桥型单级隔离AC–DC变换器及其控制方法，其特征在于：步骤(3)中，按照变压器漏感电流波形的特点，当输入电流标幺值较小时，变换器工作于模式1，当输入电流标幺值较大时，变换器工作于模式2。根据以下公式划分模式并计算每种模式下控制变量D2和
Figure FDA00033790311500000211
的值
模式1：
模式划分方式：
Figure FDA0003379031150000023
D2和
Figure FDA0003379031150000024
的计算公式：
Figure FDA0003379031150000025
模式2：
模式划分方式：
Figure FDA0003379031150000026
D2和
Figure FDA0003379031150000027
的计算公式：
Figure FDA0003379031150000028
其中，D2为直流侧全桥桥臂中点电压的占空比，
Figure FDA0003379031150000029
为桥间移相角，
Figure FDA00033790311500000210
为网侧电流瞬时给定值。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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WO2024060855A1 (zh) * 2022-09-25 2024-03-28 张丽娜 无桥隔离型ac-dc单级pfc变换器及其控制方法

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