CN116317499A

CN116317499A - 基于飞跨电容型三电平boost的单相逆变器及控制方法

Info

Publication number: CN116317499A
Application number: CN202211717470.0A
Authority: CN
Inventors: 张岩; 高晓阳; 于博洋; 刘进军
Original assignee: Xian Jiaotong University
Current assignee: Xian Jiaotong University
Priority date: 2022-12-29
Filing date: 2022-12-29
Publication date: 2023-06-23

Abstract

本发明提供一种具备有源功率解耦功能的两级式单相逆变器电路及控制方法，属于电力技术领域，单相逆变器电路包括：前级飞跨电容型三电平boost和后级逆变桥；所述前级飞跨电容型三电平boost包括输入直流电源V_dc、电感L、MOSFET功率管Q_a、MOSFET功率管Q_b、二极管D_a、二极管D_b、缓冲电容C_f、直流母线电容C_o；所述后级逆变桥包括全控逆变桥、滤波电感L_ac、滤波电容C_ac和负载电阻R；全控逆变桥的输入端接直流母线电容C_o；本发明不仅抑制了输入电感电流上的二倍频纹波且控制了直流母线上的电容电压纹波，避免了电解电容的使用，实现将电解电容置换为薄膜电容，有助于提高功率密度，提高变换器使用寿命，提高系统可靠性。

Description

基于飞跨电容型三电平boost的单相逆变器及控制方法

技术领域

本发明属于电力技术领域，具体涉及基于飞跨电容型三电平boost的单相逆变器及控制方法。

背景技术

单相直流-交流变换器作为直流电源和交流负载或单相交流电网之间的接口设备，承载单相直流交流电能转换的职责并为用电设备提供稳定的能量，在现代社会生活中具有广泛的应用。然而，单相直流-交流能量转换系统存在一个固有问题：直流电源输入变换器的功率为恒定的功率，交流负载或电网所需的功率为二倍工频(100Hz)波动的功率，交直流侧瞬时功率的不平衡会在直流侧电感上产生二倍工频的电流纹波，在直流侧电容上产生二倍工频的电压纹波，称为单相逆变器系统的二倍频纹波问题。在具体应用场景下，该问题会产生很多不良影响：如果直流侧电源为燃料电池或光伏电池板，则电感上波动的电流会影响燃料电池的使用寿命，影响光伏电池板的MPPT效率；如果交流侧接单相电网或用于驱动电机，则直流母线上波动的电压会影响并入电网的电能质量及电机的驱动。

为了解决单相直流-交流系统的功率波动问题，传统的解决方案是采用无源功率解耦策略，即增大变换器内部的电容电感的值，将二倍频纹波抑制在合理的范围内，使其不影响直流侧电源与交流侧负载的工作。该方法被证明有效但是也引发如系统体积过大，成本高，可靠性差等各种问题。

为克服无源功率解耦方案的不足，有源功率解耦方案近些年得到广泛关注。其实施方法是在原有变换器的基础上加入缓冲电路，利用缓冲电路内部的储能器件吸收功率波动，消除了变换器内部低频纹波的不良影响，且避免了电解电容及大电感的使用。然而该类方法大多需要添加额外的电路，成本高且控制复杂。

发明内容

本发明的目的在于提供一种基于飞跨电容型三电平boost的单相逆变器及控制方法，该单相逆变器电路在实现直流侧与交流侧能量转换的同时，避免了低频纹波对直流侧与交流侧的不良影响，且大幅降低了系统对电感电容等无源元件的需求及控制复杂度。

为了达到上述目的，本发明采用以下技术手段：

基于飞跨电容型三电平boost的单相逆变器，包括：前级飞跨电容型三电平boost和后级逆变桥；

所述前级飞跨电容型三电平boost包括输入直流电源V_dc、电感L、MOSFET功率管Q_a、MOSFET功率管Q_b、二极管D_a、二极管D_b、缓冲电容C_f、直流母线电容C_o，所述输入直流电源V_dc的正极接输入电感L的一端，电感L的另一端接二极管D_a的阳极与MOSFET功率管Q_a的漏极；二极管D_a的阴极与缓冲电容C_f的正极和二极管D_b的阳极相连；MOSFET功率管Q_a的源极与MOSFET功率管Q_b的漏极相连；MOSFET功率管Q_b的源极接直流电源V_dc的负极与直流母线电容C_o的负极；缓冲电容C_f的负极接MOSFET功率管Q_a的源极；直流母线电容C_o的正极接二极管D_b的阴极；直流母线电容C_o接全控逆变桥的输入端；

所述后级逆变桥包括全控逆变桥、滤波电感L_ac、滤波电容C_ac和负载电阻R；全控逆变桥的输入端接直流母线电容C_o；全控逆变桥的正极输出接有电感L_ac的正极，全控逆变桥的负极输出接交流侧的公共地；电容C_ac与负载电阻R并联，一端接电感L_ac的负极，另一端接交流侧的公共地。

作为本发明的进一步改进，所述全控逆变桥由四个MOSFET功率管S_ap、S_an、S_bp、S_bn组成。

作为本发明的进一步改进，所述缓冲电容C_f和直流母线电容C_o均为薄膜电容。

作为本发明的进一步改进，所述电感L的感值满足：

其中：V_dc为直流侧输入电压，K_I为电感电流纹波系数，f_s为MOSFET功率管的开关频率，P_dc为变换器的额定输出功率中的直流分量。

作为本发明的进一步改进，直流母线电容C_o的容值C_o满足：

其中：P_dc为变换器的额定输出功率中的直流分量，fs为MOSFET的开关频率，V_o为变换器的直流母线电压，V_dc为直流侧输入电压。

作为本发明的进一步改进，缓冲电容C_f的容值C_f取值满足：

，其中：P_dc为变换器的额定输出功率中的直流分量，K_F为缓冲电压纹波系数，ω_line为工频角频率，

为缓冲电容电压平均值。

基于飞跨电容型三电平boost的单相逆变器的控制方法，包括：

将输入电感L上的二倍频纹波控为0，直流母线电容C_o上的二倍频纹波控为0，利用缓冲电容C_f吸收系统内的二倍频纹波能量。

作为本发明的进一步改进，还包括对功率级电路耦合部分的解耦运算，具体包括：

是直流母线电压稳态平均值的指令信号，由数字控制器直接给定；V_bus为实时采样得到的直流母线电压信号，经过陷波器后滤出二倍频的纹波信号得到实时的母线电压直流分量，与/>

做差输入给PI调节器G_V得到输入电感电流的直流分量参考值/>

实时采样的电感电流信号i_L经过陷波器后滤出二倍工频分量得到电感电流的直流分量，与电流信号的参考值/>

做差输入给PI调节器G_I即可得到系统的控制变量G；采用电压外环电流内环的传统双环控制方法对输入电感电流与直流母线电压的直流分量做了精确的控制；

V_F0为缓冲电容电压直流分量，由数字控制器直接给定；后级全控型逆变桥为开环控制，易得交流侧相位信息的信号sin(2ωt)；带入解耦计算公式获得占空比信号d_a和d_b；将占空比信号d_a和占空比信号d_b调制生成开关信号sw_a，sw_b，实现对于MOSFET功率管Q_a和MOSFET功率管Q_b的控制。

作为本发明的进一步改进，所述对功率级电路耦合部分的解耦运算公式为：

其中，d_a,d_b分别代表MOSFET功率管Q_a与Q_a导通的占空比；ω为工频角频率，V_F0为缓冲电容电压平均值。

相比于现有技术，本发明具有以下优势：

本发明的单相逆变器电路首先不需要添加额外的电路器件，仅在传统三电平boost电路基础上通过调整电路结构和控制方法即可；将传统三电平boost电路调整为非隔离型三电平boost电路，直流母线电容由原来的两个变为一个，另一个母线电容变为飞跨(缓冲)电容。通过控制两个MOSFET功率管的工作，利用缓冲电容吸收变换器直交流侧瞬时功率不等带来的二倍工频功率波动，在实现交直流侧功率转换的同时，不仅抑制了输入电感电流上的二倍频纹波且控制了直流母线上的电容电压纹波，避免了电解电容的使用，实现将电解电容置换为薄膜电容，有助于提高功率密度，提高变换器使用寿命，提高系统可靠性。

本发明控制方法为根据变换器建模结果在控制环节中引入对功率级电路耦合部分的解耦运算，实现实时对输入侧电感电流及直流母线电压的直接控制，同时，根据功率守恒关系，瞬时注入变换器内部的功率波动会自发的转移到缓冲电容上来，避免了复杂的缓冲电容电压的指令生成与追踪，控制方法简单且可靠。

附图说明

图1为本发明的电路拓扑图；

图2a为本发明所采用的变换器在模态一情况下电路拓扑图；

图2b为本发明所采用的变换器在模态二情况下电路拓扑图；

图2c为本发明所采用的变换器在模态三情况下电路拓扑图；

图2d为本发明所采用的变换器在模态四情况下电路拓扑图；

图3为本发明所采用的控制方法的框图；

图4a为未采用本发明的控制方法电容C₁和C₂上的电压波形，电感电流波形i_L；

图4b为未采用本发明的控制方法直流母线电压波形；交流输出电压电流波形及调制波。

图4c为采用本发明的控制方法缓冲电容C_f上的电压波形，直流母线电容C_o电压波形及输入电感电流波形；

图4d为采用本发明的交流输出电压电流波形；调制波C_a和C_b的波形；

具体实施方式

为了使本技术领域的人员更好地理解本发明中的技术方案，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例，都应当属于本发明保护的范围。

本发明的关键在于将传统三电平boost电路调整为飞跨电容型三电平boost电路，使原直流母线电容之一变为飞跨(缓冲)电容，通过对变换器的建模与控制将功率波动转移到缓冲电容上，实现直交流功率转换的同时抑制电感电流纹波与直流母线电压纹波。

如图1所示，一种基于飞跨电容型三电平boost的单相逆变器拓扑，包括：前级飞跨电容型三电平boost和后级逆变桥；

所述前级飞跨电容型三电平boost包括输入直流电源V_dc、电感L、MOSFET功率管Q_a、MOSFET功率管Q_b、二极管D_a、二极管D_b、缓冲电容C_f、直流母线电容C_o，所述后级逆变桥包括全控逆变桥、滤波电感L_ac、滤波电容C_ac和负载电阻R；全控逆变桥的输入端接直流母线电容C_o。

具体包含输入直流电源V_dc，一个电感L，两个MOSFET功率管Q_a和Q_b，两个二极管D_a和D_b，缓冲电容C_f、直流母线电容C_o，以及一组全控逆变桥。交流输出滤波电感L_ac及滤波电容C_ac和负载电阻R。缓冲电容C_f用于吸收波动功率；输出直流母线电容C_o用于稳定直流电压；两功率器件Q_a，Q_b分开控制以实现控制目标。

所述输入直流电源V_dc的正极接输入电感L的一端，电感L的另一端接二极管D_a的阳极与MOSFET功率管Q_a的漏极；二极管D_a的阴极与缓冲电容C_f的正极和二极管D_b的阳极相连；MOSFET功率管Q_a的源极与MOSFET功率管Q_b的漏极相连；MOSFET功率管Q_b的源极接直流电源V_dc的负极与直流母线电容C_o的负极；缓冲电容Cf的负极接MOSFET功率管Q_a的源极；直流母线电容C_o的正极接二极管D_b的阴极；直流母线电容Co接全控逆变桥的输入端；全控逆变桥的正极输出接有电感L_ac的正极，全控逆变桥的负极输出接交流侧的公共地；电容C_ac与负载电阻R并联，一端接电感L_ac的负极，另一端接交流侧的公共地。

本发明使用非隔离型boost拓扑，通过对输入侧电流波形和直流侧母线电压的直接控制，将二倍工频的功率波动自动转移到缓冲电容上，在实现交直流侧功率转换的同时，不仅抑制了输入电感电流上的二倍频纹波且控制了直流母线上的电容电压纹波，避免了电解电容的使用，实现将电解电容置换为薄膜电容，有助于提高功率密度，提高变换器使用寿命，提高系统可靠性。

其中，缓冲电容C_f和直流母线电容C_o均为薄膜电容。

下面结合附图和具体实施方式对本发明进行详细说明。

变换器正常工作时，要求缓冲电容C_f的电压恒小于输出直流母线电容C_o的电压。根据MOSFET功率管Q_a和MOSFET功率管Q_b的状态不同，变换器共存在四种模态，如图2a至图2d所示。

记MOSFET功率管Q_a导通，MOSFET功率管Q_b导通的等效电路为变换器模态一；此时二极管D_a和二极管D_b均被反向偏置无法导通；电感L充电，直流母线电容C_o放电，如图2a所示。

记MOSFET功率管Q_a关断，MOSFET功率管Q_b导通的等效电路为变换器模态二；此时二极管D_b被反向偏置无法导通，二极管D_a导通，电感L放电，缓冲电容C_f充电，直流母线电容C_o放电，如图2b所示。

记MOSFET功率管Q_a导通，MOSFET功率管Q_b关断的等效电路为变换器模态三；此时二极管D_a被反向偏置无法导通，二极管D_b导通，电感L充电，缓冲电容C_f放电，直流母线电容C_o充电，如图2c所示。

记MOSFET功率管Q_a关断，MOSFET功率管Q_b关断的等效电路为模态四；此时二极管D_a，D_b由于续流导通；电感器L放电，直流母线电容C_o充电，如图2d所示。

根据以上分析可以建立变换器的平均模型：

本发明提供变换器的器件参数设计。L为电感的感值，C_o为直流母线电容的容值，C_f为缓冲电容的容值，i_L为电感电流，V_dc为直流侧输入电压，v_o为直流母线电压，v_f为缓冲电容电压，d_a为MOSFET功率管Q_a的占空比，d_b为MOSFET功率管Q_b的占空比，R为负载电阻的阻值。

关于半导体器件的参数设计，Q_a，D_a反向电压大于缓冲电容峰值电压；Q_b，D_b反向电压大于输出电压减去缓冲电容峰值电压的值。

关于电感L的参数设计，注意到一个开关周期上电感电流的纹波Δi_L大小满足：

上式中，d_a为MOSFET功率管Q_a的占空比，T_s为MOSFET功率管的开关周期，V_dc为直流侧输入电压，L为电感的感值，f_s为MOSFET功率管的开关频率，其中，MOSFET功率管Q_a和MOSFET功率管Q_b的开关周期和开关频率相同。

记电感电流纹波系数K_I为：

上式中，i_L为电感电流，Δi_L为电感电流纹波。

式(2)和式(3)联立得到电感取值L满足：

关于直流母线电容C_o取值，注意到一个开关周期上电容电压的纹波ΔV₀大小满足：

上式中，d_b为MOSFET功率管Q_b的占空比，T_s为MOSFET功率管的开关周期，i_L为电感电流，C_o为直流母线电容的容值，f_s为MOSFET功率管的开关频率。

记直流母线电容电压纹波系数K_V为：

式(5)和式(6)联立得到直流母线电容C_o取值满足：

其中：P_dc为变换器的额定输出功率中的直流分量，f_s为MOSFET的开关频率，V_o为变换器的直流母线电压，V_dc为直流侧输入电压。

关于缓冲电容C_f取值，注意到一个二倍工频周期上电容电压的纹波Δv_f大小满足：

上式中，ω为交流输出电压的工频角频率，

为缓冲电容电压平均值。

记缓冲电容电压纹波系数K_F为：

式(8)和式(9)联立得到缓冲电容C_f取值满足：

其中：P_dc为变换器的额定输出功率中的直流分量，K_F为缓冲电压纹波系数，ω为工频角频率，

为缓冲电容电压平均值。

本发明还提供了该变换器的控制方法，如图3所示。具体推导步骤如下：

本发明的控制方法包含对直流侧输入电流和交流侧输出电压的直接控制，由于后级全控整流桥为开环控制，所以对交流侧输出电压的直接控制等效于对前级直流母线电压的直接控制。根据能量守恒定律，如果变换器直流输入侧的电流波形和直流母线电压得到有效控制，则剩余的能量会被自发转移到缓冲电容上。具体是：

基于这一思想，对变换器的稳态工作做出以下假设：

假设1：变换器输入电感电流恒定，无二倍频纹波，即i_L＝I_L；

假设2：变换器直流母线电压恒定，无二倍频纹波，即v_o＝V_o；

假设3：变换器的工作效率为100％，变换器内部无功率损耗。

根据假设2，有：

v_o(t)＝V_o (11)

考虑变换器平均模型中关于直流母线电容电压的导数项，有：

式(11)和式(12)联立得：

进一步对上式中的i_inv和i_L进行化简，变换器工作于稳态时，直流侧的输入功率应当等于交流侧的输出功率中的直流分量，则有：

其中，V_AC为逆变器输出电压的幅值，I_AC为逆变器输出电流的幅值。

根据假设1及式(14)，有：

后级为全控逆变桥，故直流母线电流i_bus可表示为：

其中，M为逆变桥的调制系数，ω为逆变桥输出交流电压的工频角频率。

式(13)、式(15)和式(16)联立得到MOSFET功率管Q_b的占空比d_b表达式为：

令前级飞跨电容型三电平boost的增益表示为G＝V_o/V_dc，则d_b表达式可表示为：

根据功率守恒原理，注入变换器的瞬时功率应当为电路中各元器件的瞬时功率之和：

p_in＝p_ac+p_Cf+p_Co+p_L+p_semi (18)

其中，p_ac表示变换器输出的瞬时功率，p_cf表示缓冲电容的瞬时功率，p_co表示直流母线电容的瞬时功率，p_L表示电感的瞬时功率，p_semi表示半导体器件的瞬时功率。

根据假设1、2、3：电路中无损耗，则半导体器件瞬时功率为0；直流母线电压恒定，直流母线电容上不存在能量的变化，直流母线电容瞬时功率为0；电感电流恒定，则电感上不存在能量变化，电感瞬时功率为0。式(18)可进一步化简为：

p_in＝p_ac+p_Cf (19)

即：

变换器稳态工作时直流侧输入功率与交流侧输出功率的直流分量相等，变换器内部缓冲电容功率应当与变换器交流侧输出功率的二倍频分量相等：

求解式(21)所表示的微分方程，可得缓冲电容电压的顺时表达式为：

其中，V_F0为缓冲电容电压的直流分量。

将上式代入平均模型中缓冲电容电压的导数项，可得MOSFET功率管Q_a的占空比d_a表达式为：

综合式(17)和式(23)，为了实现解耦的控制效果，在控制环节引入针对功率级电路耦合部分的解耦计算：

由此建立起变换器的控制框图，如图3所示。

是直流母线电压稳态平均值的指令信号，由数字控制器直接给定。V_bus为实时采样得到的直流母线电压信号，经过陷波器后滤出二倍频的纹波信号得到实时的母线电压直流分量，与/>

做差输入给PI调节器G_V得到输入电感电流的直流分量参考值/>

做差输入给PI调节器G_I即可得到系统的控制变量G。采用电压外环电流内环的传统双环控制方法对输入电感电流与直流母线电压的直流分量做了精确的控制。

V_F0为缓冲电容电压直流分量，由数字控制器直接给定。后级全控型逆变桥为开环控制，易得交流侧相位信息的信号sin(2ωt)。带入(24)的解耦计算获得占空比信号d_a和d_b。将占空比信号d_a和占空比信号d_b调制生成开关信号sw_a，sw_b实现对于MOSFET功率管Q_a和MOSFET功率管Q_b的控制。

通过对直流输入侧电流波形和直流母线电压的直接控制，将二倍工频的功率波动自动转移到缓冲电容上，在实现直交流功率转换的基础上，实现了减小电感电流纹波和稳定直流母线电压的控制目标。有效降低了变换器对于电感、电容器件的需求，实现将电解电容置换为薄膜电容，因此提高了变换器的功率密度，使用寿命及可靠性。

为验证上述变换器的理论分析，本发明给出了一个设计实例。

变换器参数如下：V_dc＝160V,P_in＝1kW,V_{dc_link}＝400V,M＝0.8,f_s＝20kHz,L＝5mH,C_o＝C_f＝200uF,C₁＝C₂＝200uF,L_ac＝2mH,C_ac＝10uF,R＝48.4Ω,f_line＝50Hz,其中，f_line为工频频率。C_o、C_f为本设计中的直流母线电容和缓冲电容两个电容容值；C₁、C₂为传统方法直流母线两个相同的电容值。

图4a给出未采用本发明提出的控制方法两个直流母线电容上的电压波形v_C1和v_C2以及输入电感电流的波形i_L。

图4b给出未采用本发明提出的控制方法直流母线电压波形V_bus，交流输出电压v_ac电流i_Lf波形，以及调制波C_a和C_b。

图4c给出采用本发明的控制方法缓冲电容电压波形v_f和直流母线电容上的电压波形v_bus，以及输入电感电流的波形i_L。直流母线电压纹波被降为1.5V左右，相比于传统控制方法的160V，降低了99.06％。缓冲电容电压纹波为60V，相较于传统控制方法单个电容上的电压纹波也减小了25％。电感电流纹波被控为1A以内基本恒定。

图4d给出采用本发明的控制方法交流侧输出电压v_ac和电流i_Lf的波形；调制波C_a和C_b的波形。可以看到，输出电压电流波形质量均得到显著的改善。

最后，需要说明的是，上述实施例仅用以说明本发明的技术方案，而并非对实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明思想和范围的前提下，可在上述说明的基础上进行其他不同形式的变化和改进，这些变化和改进应仍处于本发明创造的保护范围之中。本发明要求保护范围由所附的权利要求书及其等效物界定。