CN113037120A - 可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器及控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器及控制方法，其单相逆变器包括功率解耦电路、bc两相全桥逆变电路和交流低通输出滤波电路；其功率解耦电路和bc两相全桥逆变电路级联；bc两相全桥逆变电路交流输出端通过交流低通输出滤波电路与交流侧v_o相连接；直流输入源V_in与功率解耦电路串联，本发明实现双电压输出进而减小滤波电感体积，提高功率密度；通过功率解耦滤波电容将两倍工频的脉动功率去除，实现二次纹波的抑制，其直流侧无需设置大容值电解电容，降低逆变器体积和损耗，提高逆变器功率密度和寿命。

Description

可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器及控制方法

技术领域

本发明涉及单相逆变器技术领域，更具体地说是涉及一种具有主动功率解耦并提高功率密度的单相逆变器，尤其是应用于分布式光伏发电、风力发电领域。

背景技术

目前，单相并网逆变器广泛应用于分布式发电系统中。例如，在分布式光伏发电系统中，逆变器的直流侧与光伏模块连接，交流侧与电网连接。这种连接模式决定了单相逆变器必须同时满足两侧的要求：光伏侧在一定的光照条件下，光伏模块工作在最大功率点处，逆变器的输入功率恒定；电网侧的电压和电流均为正弦信号，单相逆变器的输出功率是随时间变化的瞬时功率。这样，单相逆变器电网侧含有很大的两倍工频脉动功率，同时引起输入侧功率的两倍工频脉动，从而无法保证输入瞬时功率的恒定，造成光伏利用率的降低和并网电流的畸变。因此，单相并网逆变器需要采用功率解耦的方法来去除输入侧的两倍工频脉动功率。

在分布式光伏发电、风力发电领域，对逆变器装置提出了新的要求，体现在高效下实现更高的功率密度。而风速和光照强度的非线性、随机性和不可控性等特性使得输入逆变器的电压常常会偏离其额定值，导致显著的功率损失。

为了解决这一问题，提高宽范围的输入电压的适配性，提高系统可靠性，反激式逆变器、多级式逆变器、Boost型单相逆变器等具有输入电压调节功能的逆变器受到了广泛的关注。其中，反激式并网逆变器拓扑中变压器的电感线圈体积大、重量重，逆变器的功率密度较低；无变压器的非隔离型并网逆变器体积小、成本低、结构简单，效率较高的优点，但单相逆变器中存在的电解电容，使得逆变器的功率密度仍然较低。

因此，近来一些文献提出主动功率解耦，通过增加功率解耦电路，将两倍工频脉动功率存储于作为储能设备的薄膜电容中，将大容值的电解电容替换为容值较小的薄膜电容，从而提高系统的功率密度和可靠性。比如：在期刊《IEEE Transactions on PowerElectronics》2019年，第34卷第8期，第7450至7461页中刊登的"Half-Bridge VoltageSwing Inverter With Active Power Decoupling for Single-Phase PV SystemsSupporting Wide Power Factor Range"一文中，作者提出一种具有Buck-boost结构进行主动功率解耦的半桥逆变器拓扑，用于支持宽功率因数范围的单相光伏系统。这种主动功率解耦能力可以减小解耦电容的大小和体积，但其仍然无法减小滤波电感体积。

发明内容

本发明为了避免上述现有技术所存在的不足，提供一种可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器及控制方法，利用功率解耦滤波电容来吸收两倍工频脉动功率，从而达到抑制直流侧二次纹波的目标，利用开关管实现双输入电压，从而达到减小滤波电感体积并提高功率密度的目标。

为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

本发明可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器的特点是：

所述单相逆变器包括功率解耦电路、bc两相全桥逆变电路和交流低通输出滤波电路；所述bc两相全桥逆变电路包括b相桥臂和c相桥臂，所述功率解耦电路包括a相桥臂；

所述功率解耦电路和bc两相全桥逆变电路级联，直流输入源V_in与所述功率解耦电路串联；所述bc两相全桥逆变电路的交流输出端通过交流低通输出滤波电路与交流侧v_o相连接。

本发明可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器的特点也在于：所述功率解耦电路是由上开关管S₁和S₃、下开关管S₂和S₄、反激电感L_d和功率解耦滤波电容C_d构成，所述上开关管S₁的源极以及下开关管S₂的漏极与反激电感L_d的第一端相连接；所述反激电感L_d的第二端与功率解耦滤波电容C_d的第一端相连接；所述功率解耦滤波电容C_d的第二端与下开关管S₂的源极相连接；所述上开关管S₁和S₃的漏极与直流输入源V_in的正极端相连接；所述功率解耦滤波电容C_d的第一端与直流输入源V_in的负极端相连接；由所述上开关管S₁和下开关管S₂构成a相桥臂；所述上开关管S₃的源极与下开关管S₄的源极相连接；所述下开关管S₄的漏极与功率解耦滤波电容C_d的第一端相连接；

所述bc两相全桥逆变电路包括上开关管S₅和S₆，以及下开关管S₇和S₈；所述上开关管S₅的源极以及下开关管S₇的漏极与交流低通输出滤波电路的输入端相连接；所述上开关管S₅和S₆的漏极与所述上开关管S₃的源极相连接；所述下开关管S₇和S₈的源极与功率解耦滤波电容C_d的第二端相连接；由所述上开关管S₅和下开关管S₇构成b相桥臂，由所述上开关管S₆和下开关管S₈构成c相桥臂；

所述交流低通输出滤波电路由滤波电感L_f构成；滤波电感L_f的第一端为交流低通输出滤波电路的输入端，所述滤波电感L_f的第一端连接上开关管S₅的源极；滤波电感L_f的第二端与交流输出v_o的第一输出端连接；交流输出v_o的第一输出端为P端，交流输出v_o的第二输出端连接下开关管S₈的漏极，所述交流输出v_o的第二输出端为N端；

所述功率解耦滤波电容C_d为非电解电容；所述上开关管S₁和S₃、下开关管S₂和S₄、上开关管S₅和S₆，以及下开关管S₇和采用双极性晶体管、场效应管或绝缘栅双极性晶体管。

本发明可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器的控制方法是按如下步骤进行：

步骤1、已知交流侧输出电压v_o和交流侧输出电流i_o如式(1)和式(2)：

v_o＝V_o sin(ωt) (1)

i_o＝I_osin(ωt) (2)

其中：

V_o和I_o分别为交流侧输出电压峰值和交流侧输出电流峰值；

ω为交流侧输出电压角频率ω＝100π(rad/s)；

功率解耦滤波电容电压v_cd由式(3)所表征：

v_cd＝V_d+v_cac (3)

其中：

V_d为功率解耦滤波电容电压v_cd的直流偏置电压；

v_cac为功率解耦滤波电容电压的交流分量；

步骤2、由式(4)计算获得单位功率因数条件下，电网端输出功率p_o为：

功率解耦滤波电容C_d所需功率p_cd由式(5)所表征：

其中：

i_cd为流经功率解耦滤波电容C_d的电流；

步骤3、为了消除输入侧功率的二次谐波，根据能量守恒原则，功率解耦滤波电容C_d所需功率p_cd由式(6)表征：

联立式(5)、式(6)，获得功率解耦滤波电容电压v_cd如式(7)：

步骤4、设置a相桥臂中的上开关管S₁占空比d_c如式(8)：

因单相逆变器中各桥臂的上开关管和下开关管采用互补导通的工作模式，则a相桥臂中的下开关管S₂的占空比为1-d_c；

步骤5、针对基于单极性SPWM调制方法的控制策略，当交流输出电压v_o小于v_cd电压时，对电路进行v_cd电压输入的单极性控制方法，即：上开关管S₃关断、下开关管S₄导通，bc两相全桥逆变电路开关采用单极性SPWM调制的方法，设置下开关管S₈的占空比d₁如式(9)，此时，下开关管S₇的占空比为1-d₁；

当交流输出电压v_o大于v_cd电压时，对上开关管S₃和下开关管S₄进行SPWM调制控制，bc两相全桥逆变电路开关器件仅工作在电网工频频率下，即：在正半周期中，上开关管S₅和下开关管S₈导通，上开关管S₆和下开关管S₇关断；在负半周期中，上开关管S₆和下开关管S₇导通，上开关管S₅和下开关管S₈关断；设置上开关管S₃占空比d₂如式(10)：

此时，下开关管S₄的占空比为1-d₂。

与已有技术相比，本发明有益效果体现在：

1、本发明通过引入功率解耦电路，根据功率平衡原理，将两倍工频脉动功率导入到功率解耦滤波电容中。这样在直流侧可采用小容值的薄膜电容来代替大的电解电容主动吸收二倍工频脉动功率，降低了逆变器的体积和损耗，提升了逆变器的功率密度和寿命。

2、相比于传统的H桥逆变器拓扑，本发明降低开关器件损耗；相比于背景技术中述及的具有Buck-boost结构进行主动功率解耦的半桥逆变器拓扑，本发明降低滤波电感交流功率，减小滤波电感体积，提高逆变器的功率因数。

附图说明

图1为本发明中可抑制二次纹波并提高功率密度的单相逆变器的原理图；

图2为本发明中单相逆变器分段调制下，开关器件控制时序逻辑图；

图3为本发明中单相逆变器额定状态下，在单位功率因数场景下，功率解耦后的交流侧输出电流波形；

图4为本发明中单相逆变器额定状态下，在单位功率因数场景下，功率解耦后的直流侧输入电流波形；

图5为本发明中单相逆变器在调制度为1的条件下，滤波电感在占空比周期的交流功率与传统H桥单相逆变器的交流功率对比。

表1为本发明中单相逆变器拓扑与传统H桥拓扑开关器件散热对比。

具体实施方式

参见图1，本实施例中可抑制二次纹波并提高功率密度的单相逆变器包括功率解耦电路1、bc两相全桥逆变电路2和交流低通输出滤波电路3；其中，bc两相全桥逆变电路2包括b相桥臂和c相桥臂，功率解耦电路1包括a相桥臂。

如图1所示，功率解耦电路1和bc两相全桥逆变电路2级联，并且，直流输入源V_in与功率解耦电路1串联；bc两相全桥逆变电路2的交流输出端通过交流低通输出滤波电路3与交流侧v_o相连接。

具体实施中：

如图1所示，功率解耦电路1是由上开关管S₁和S₃、下开关管S₂和S₄、反激电感L_d和功率解耦滤波电容C_d构成，上开关管S₁的源极以及下开关管S₂的漏极与反激电感L_d的第一端相连接；反激电感L_d的第二端与功率解耦滤波电容C_d的第一端相连接；功率解耦滤波电容C_d的第二端与下开关管S₂的源极相连接；上开关管S₁和S₃的漏极与直流输入源V_in的正极端相连接；功率解耦滤波电容C_d的第一端与直流输入源V_in的负极端相连接；由上开关管S₁和下开关管S₂构成a相桥臂；上开关管S₃的源极与下开关管S₄的源极相连接；下开关管S₄的漏极与功率解耦滤波电容C_d的第一端相连接。

如图1所示，bc两相全桥逆变电路2包括上开关管S₅和S₆，以及下开关管S₇和S₈；上开关管S₅的源极以及下开关管S₇的漏极与交流低通输出滤波电路3的输入端相连接；上开关管S₅和S₆的漏极与上开关管S₃的源极相连接；下开关管S₇和S₈的源极与功率解耦滤波电容C_d的第二端相连接；由上开关管S₅和下开关管S₇构成b相桥臂，由上开关管S₆和下开关管S₈构成c相桥臂。

交流低通输出滤波电路3由滤波电感L_f构成；滤波电感L_f的第一端为交流低通输出滤波电路3的输入端，滤波电感L_f的第一端连接上开关管S₅的源极；滤波电感L_f的第二端与交流输出v_o的第一输出端连接；交流输出v_o的第一输出端为P端，交流输出v_o的第二输出端连接下开关管S₈的漏极，交流输出v_o的第二输出端为N端。

功率解耦滤波电容C_d为非电解电容；上开关管S₁和S₃、下开关管S₂和S₄、上开关管S₅和S₆，以及下开关管S₇和S₈均采用双极性晶体管、场效应管或绝缘栅双极性晶体管。

本实施例中可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器的控制方法按如下步骤进行：

步骤1、已知交流侧输出电压v_o和交流侧输出电流i_o如式(1)和式(2)：

v_o＝V_o sin(ωt) (1)

i_o＝I_osin(ωt) (2)

其中：

V_o和I_o分别为交流侧输出电压峰值和交流侧输出电流峰值；

ω为交流侧输出电压角频率ω＝100π(rad/s)；

功率解耦滤波电容电压v_cd由式(3)所表征：

v_cd＝V_d+v_cac (3)

其中：

V_d为功率解耦滤波电容电压v_cd的直流偏置电压；

v_cac为功率解耦滤波电容电压的交流分量。

步骤2、由式(4)计算获得单位功率因数条件下，电网端输出功率p_o为：

功率解耦滤波电容C_d所需功率p_cd由式(5)所表征：

其中：

i_cd为流经功率解耦滤波电容C_d的电流。

步骤3、为了消除输入侧功率的二次谐波，根据能量守恒原则，功率解耦滤波电容C_d所需功率p_cd由式(6)表征：

联立式(5)、式(6)，获得功率解耦滤波电容电压v_cd如式(7)：

步骤4、设置a相桥臂中的上开关管S₁占空比d_c如式(8)：

因单相逆变器中各桥臂的上开关管和下开关管采用互补导通的工作模式，则a相桥臂中的下开关管S₂的占空比为1-d_c；

步骤5、针对基于单极性SPWM调制方法的控制策略，当交流输出电压v_o小于v_cd电压时，对电路进行v_cd电压输入的单极性控制方法，即：上开关管S₃关断、下开关管S₄导通，bc两相全桥逆变电路开关采用单极性SPWM调制的方法，设置下开关管S₈的占空比d₁如式(9)，此时，下开关管S₇的占空比为1-d₁；

当交流输出电压v_o大于v_cd电压时，对上开关管S₃和下开关管S₄进行SPWM调制控制，bc两相全桥逆变电路开关器件仅工作在电网工频频率下，即：在正半周期中，上开关管S₅和下开关管S₈导通，上开关管S₆和下开关管S₇关断；在负半周期中，上开关管S₆和下开关管S₇导通，上开关管S₅和下开关管S₈关断；设置上开关管S₃占空比d₂如式(10)：

此时，下开关管S₄的占空比为1-d₂。

由于逆变器工作状态的开关频率较高，将拓扑中确定的开关周期T内的电感充电(或放电)功率作为电感交流功率的值，则滤波电感L_f的交流功率p_{ind_L}如式(11)：

p_{ind_L}＝(U_i-u_o)×i_o×d×T (11)

式(11)中：

U_i为输入电源电压，u_o为确定的开关周期内的输出电网电压，i_o为确定的开关周期内的输出电网电流，d为确定的开关周期内的开关器件占空比。

则传统H桥单相逆变器的滤波电感的交流功率p_{ind_L1}如式(12)：

式(12)中：

R为离网状态负载电阻值，或为并网状态单位功率因数下电网电压与电网电流之比；

d＝u_o/U_i。

在离网状态或并网单位功率因数工作状态下，在电网电压处于正半周状态并大于解耦电容C_d电压时，取一个确定的开关周期。在此周期内，上开关管S₃与下开关管S₄的开关脉冲为一对互补调制信号，上开关管S₃的开关占空比为d，上开关管S₅和下开关管S₈处于导通状态；其它情况的分析过程相同。本发明中单相逆变器的滤波电感的交流功率p_{ind_L2}如式(13)：

p_{ind_L2}＝Δu×i_out×d×T＝(U_in1-u_o)×i_o×d×T (13)

式(13)中：

U_in1为输入电压1，Δu为滤波电感两端的电压，i_out为经过滤波电感后的输出电流，u_o为确定的开关周期内的输出电网电压，i_o为确定的开关周期内输出电网电流，

且根据伏秒平衡可得式(14)：

(ad+1-d)U_in2＝u_o (14)

式(14)中：

U_in2为输入电压2，a为输入电压1与输入电压2之比，则有：p_{ind_L2}如式(15)：

为了保证输入最高电压保持一致的条件，要求：U_i＝U_in1＝U_in2；且a＝2时，各开关器件的电压应力最小，最终得到p_{ind_L2}如式(16)：

图2给出了逆变器在分段调制下，开关器件控制时序逻辑；从图2直流母线电压V_link开关逻辑可以看出，在分段调制下，逆变器实现双电压输出。图3给出了逆变器额定状态下，在单位功率因数场景下，功率解耦后的交流侧输出电流波形；图4给出了额定状态下，在单位功率因数场景下，功率解耦后的直流侧输入电流波形。从图4直流侧输入电流i_dc的波形可以看出，在直流输入源V_in恒定的情况下，输入的直流电流i_dc中二次谐波得到明显抑制，从图3交流侧输出电流i_o的波形可以看出交流电流仍是一个电网频率的正弦波，这表明该功率解耦电路成功地将两倍工频脉动功率导入到功率解耦滤波电容C_d中；图5给出了在调制度为1的条件下，滤波电感L_f在占空比周期的交流功率p_{ind_L2}与传统单相逆变器的交流功率p_{ind_L2}对比，从图5可以看出，传统单相逆变器的电感的交流功率p_{ind_L1}的峰值为0.59，新型逆变器的滤波电感的交流功率p_{ind_L2}的峰值为0.38，同比减小35.6％。表1为单相逆变器拓扑与H桥拓扑开关器件散热对比，从表1可以看出新型拓扑的6个开关器件的散热在额定功率为750W的情况下，小于传统H桥逆变电路4个的开关器件的散热。

表1

本发明功率解耦拓扑可以去除单相逆变器直流输入侧两倍工频脉动功率，进而缩小输入滤波电容容值，本发明可以使用非电解电容作为输入滤波电容，避免使用电解电容，进而提高了逆变器的功率密度和寿命。本发明可以实现双电压输出，降低滤波电感的交流功率进而减小滤波电感体积、减小开关器件损耗，提高逆变器功率密度，适用于光伏逆变器。

Claims (3)

1.一种可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器，其特征是：

所述单相逆变器包括功率解耦电路(1)、bc两相全桥逆变电路(2)和交流低通输出滤波电路(3)；所述bc两相全桥逆变电路(2)包括b相桥臂和c相桥臂，所述功率解耦电路(1)包括a相桥臂；

所述功率解耦电路(1)和bc两相全桥逆变电路(2)级联，直流输入源V_in与所述功率解耦电路(1)串联；所述bc两相全桥逆变电路(2)的交流输出端通过交流低通输出滤波电路(3)与交流侧v_o相连接。

2.根据权利要求1所述的可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器，其特征是：所述功率解耦电路(1)是由上开关管S₁和S₃、下开关管S₂和S₄、反激电感L_d和功率解耦滤波电容C_d构成，所述上开关管S₁的源极以及下开关管S₂的漏极与反激电感L_d的第一端相连接；所述反激电感L_d的第二端与功率解耦滤波电容C_d的第一端相连接；所述功率解耦滤波电容C_d的第二端与下开关管S₂的源极相连接；所述上开关管S₁和S₃的漏极与直流输入源V_in的正极端相连接；所述功率解耦滤波电容C_d的第一端与直流输入源V_in的负极端相连接；由所述上开关管S₁和下开关管S₂构成a相桥臂；所述上开关管S₃的源极与下开关管S₄的源极相连接；所述下开关管S₄的漏极与功率解耦滤波电容C_d的第一端相连接；

所述bc两相全桥逆变电路(2)包括上开关管S₅和S₆，以及下开关管S₇和S₈；所述上开关管S₅的源极以及下开关管S₇的漏极与交流低通输出滤波电路(3)的输入端相连接；所述上开关管S₅和S₆的漏极与所述上开关管S₃的源极相连接；所述下开关管S₇和S₈的源极与功率解耦滤波电容C_d的第二端相连接；由所述上开关管S₅和下开关管S₇构成b相桥臂，由所述上开关管S₆和下开关管S₈构成c相桥臂；

所述交流低通输出滤波电路(3)由滤波电感L_f构成；滤波电感L_f的第一端为交流低通输出滤波电路(3)的输入端，所述滤波电感L_f的第一端连接上开关管S₅的源极；滤波电感L_f的第二端与交流输出v_o的第一输出端连接；交流输出v_o的第一输出端为P端，交流输出v_o的第二输出端连接下开关管S₈的漏极，所述交流输出v_o的第二输出端为N端；

所述功率解耦滤波电容C_d为非电解电容；所述上开关管S₁和S₃、下开关管S₂和S₄、上开关管S₅和S₆，以及下开关管S₇和采用双极性晶体管、场效应管或绝缘栅双极性晶体管。

3.一种权利要求2所述的可抑制二次纹波提高功率密度的单相逆变器的控制方法，其特征是按如下步骤进行：

步骤1、已知交流侧输出电压v_o和交流侧输出电流i_o如式(1)和式(2)：

v_o＝V_o sin(ωt) (1)

i_o＝I_o sin(ωt) (2)

其中：

V_o和I_o分别为交流侧输出电压峰值和交流侧输出电流峰值；

ω为交流侧输出电压角频率ω＝100π(rad/s)；

功率解耦滤波电容电压v_cd由式(3)所表征：

v_cd＝V_d+v_cac (3)

其中：

V_d为功率解耦滤波电容电压v_cd的直流偏置电压；

v_cac为功率解耦滤波电容电压的交流分量；

步骤2、由式(4)计算获得单位功率因数条件下，电网端输出功率p_o为：

功率解耦滤波电容C_d所需功率p_cd由式(5)所表征：

其中：

i_cd为流经功率解耦滤波电容C_d的电流；

步骤3、为了消除输入侧功率的二次谐波，根据能量守恒原则，功率解耦滤波电容C_d所需功率p_cd由式(6)表征：

联立式(5)、式(6)，获得功率解耦滤波电容电压v_cd如式(7)：

步骤4、设置a相桥臂中的上开关管S₁占空比d_c如式(8)：

因单相逆变器中各桥臂的上开关管和下开关管采用互补导通的工作模式，则a相桥臂中的下开关管S₂的占空比为1-d_c；

步骤5、针对基于单极性SPWM调制方法的控制策略，当交流输出电压v_o小于v_cd电压时，对电路进行v_cd电压输入的单极性控制方法，即：上开关管S₃关断、下开关管S₄导通，bc两相全桥逆变电路开关采用单极性SPWM调制的方法，设置下开关管S₈的占空比d₁如式(9)，此时，下开关管S₇的占空比为1-d₁；

当交流输出电压v_o大于v_cd电压时，对上开关管S₃和下开关管S₄进行SPWM调制控制，bc两相全桥逆变电路开关器件仅工作在电网工频频率下，即：在正半周期中，上开关管S₅和下开关管S₈导通，上开关管S₆和下开关管S₇关断；在负半周期中，上开关管S₆和下开关管S₇导通，上开关管S₅和下开关管S₈关断；设置上开关管S₃占空比d₂如式(10)：

此时，下开关管S₄的占空比为1-d₂。

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