CN214480329U - 一种两级式三相双降压并网逆变器 - Google Patents

一种两级式三相双降压并网逆变器 Download PDF

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Abstract

本实用新型公开一种两级式三相双降压并网逆变器，包括：前级BOOST变换器电路和后级三相双降压光伏并网逆变器电路；实现在较低输入电压下的稳定并网，解决光伏宽范围变化下单级双降压式并网逆变器难以稳定并网的缺陷；由于滤波电感的引入，可防止发生桥臂直通，在实际工程中三相双降压光伏并网逆变器同桥臂开关管无需设置死区时间，提高逆变器的电能质量；由于高性能二极管的引入，后级三相双降压光伏并网逆变器续流回路负载电流不经过性能较差的二极管，可有效降低逆变器的反向恢复损耗，具有高效率和高可靠性的优点，同时在实际工程中该逆变器同桥臂开关管无需设置死区时间，进一步提高逆变器的电能质量，具有高效率和高可靠性的优点。

Description

一种两级式三相双降压并网逆变器
技术领域
本实用新型涉及光伏并网逆变器技术领域，具体涉及一种两级式三相双降压并网逆变器。
背景技术
典型的三相桥式逆变器如图1所示，其控制简单，容易实现，适合于各种大中功率场合的逆变器。然而，桥式三相桥式逆变器，同桥臂的开关管均存在桥臂直通的问题，需设置死区时间，而死区的引入会增加并网电流谐波含量，降低了逆变器的电能质量。此外，上述文献中的桥式逆变器开关管体二极管参与了续流，反向恢复损耗高，可靠性较低的缺陷。
双降压式逆变器在同一桥臂的两开关管间引入了防止桥臂直通的滤波电感，具有无需设置死区时间，可靠性高，并网电流总谐波畸变小和并网电能质量高等优点，现有的单相全桥双降压式并网逆变器拓扑如图2所示，其单相并网逆变器时接入容量限制在4.6kVA以下；同时，单相系统接入电网时还会引起电网电压不平衡问题，而三相系统不会存在上述问题，所以三相并网逆变器广泛应用于大功率光伏发电、UPS装置中。
此外双降压式并网逆变器为两个BUCK电路构成，要应用于高压环境，需要较高的直流输入电压，当太阳能电池输出电压较低时，具有难以实现逆变器的稳定并网的问题。
实用新型内容
本实用新型所要解决的技术问题是：现有三相桥式并网逆变器需要设置死区时间、可靠性较低以及两电平双降压式并网逆变器的缺陷；本实用新型目的在于提供一种两级式三相双降压并网逆变器，解决现有三相桥式并网逆变器需要设置死区时间、可靠性较低和双降压式并网逆变器缺陷的问题。
本实用新型通过下述技术方案实现：
本实用新型提供的两级式三相双降压并网逆变器，包括：前级BOOST变换器电路和后级三相双降压光伏并网逆变器电路；
所述前级BOOST变换器电路为：
电源PV提供前级BOOST变换器电路的输入电压Vin，电源PV的正极连接直流侧储能电感Ld后连接至二极管D7的正极，第七功率开关管S7的源极与电源PV的负极连接、第七功率开关管S7的漏极与二极管D7的正极连接，二极管D7的负极连接直流侧滤波电容Cdc的一端，直流侧滤波电容Cdc的另一端连接电源PV的负极；直流侧滤波电容Cdc两端的电压构成直流侧电压Vcc，其中直流侧滤波电容Cdc与电源PV的负极连接的一侧为直流侧电压Vcc的正极，直流侧滤波电容Cdc与二极管D7连接的一侧为直流侧电压Vcc的正极；
所述后级三相双降压光伏并网逆变器电路为：
第一功率开关管S1的漏极连接直流侧电压Vcc的正极，第一功率开关管S1的源极连接二极管D1的正极，二极管D1的负极连接至电感La，电感La的另一端为桥臂中点A；滤波电感La1一端连接桥臂中点A，滤波电感La1的另一端依次串联滤波电感La2、负载电阻RLa和并网电压ua，并网电压ua连接至G点后接地；二极管D2的负极连接直流侧电压Vcc的正极，二极管D2的正极到达桥臂中点A后连接第四功率开关管S4的漏极，第四功率开关管S4的源极连接直流侧电压Vcc的负极；
第三功率开关管S3的漏极连接直流侧电压Vcc的正极，第三功率开关管S3的源极连接二极管D3的正极，二极管D3的负极连接至电感Lb，电感Lb的另一端为桥臂中点B；滤波电感Lb1一端连接桥臂中点B，滤波电感Lb1的另一端依次串联滤波电感Lb2、负载电阻RLb和并网电压ub，并网电压ub另一端连接至G点后接地；二极管D4的负极连接直流侧电压Vcc的正极，二极管D4的正极到达桥臂中点B后连接第六功率开关管S6的漏极，第六功率开关管S6的源极连接直流侧电压Vcc的负极；
第五功率开关管S5的漏极连接直流侧电压Vcc的正极，第五功率开关管S5的源极连接二极管D5的正极，二极管D5的负极连接至电感Lc，电感Lc的另一端为桥臂中点C；滤波电感Lc1一端连接桥臂中点C，滤波电感Lc1的另一端依次串联滤波电感Lc2、负载电阻RLc和并网电压uc，并网电压uc另一端连接至G点后接地；二极管D6的负极连接直流侧电压Vcc的正极，二极管D6的正极到达桥臂中点C后连接第二功率开关管S2的漏极，第二功率开关管S2的源极连接直流侧电压Vcc的负极；
滤波电容Ca一端连接在滤波电感La1和滤波电感La2之间，滤波电容Cb的一端连接在滤波电感Lb1和滤波电感Lb2之间，滤波电容Cc的一端连接在滤波电感Lc1和滤波电感Lc2之间，滤波电容Ca的另一端、滤波电容Cb的另一端与滤波电容Cc的另一端连接。
本方案工作原理：为了降低控制难度，且适应太阳能电池输出电压范围较宽的特点，本方案提出“升压变换器+复合三电平双降压光伏并网逆变器”的新型两级式三相双降压并网逆变器，该新型逆变器拓扑由前级BOOST变换器和后级三相双降压光伏并网逆变器构成。
进一步优化方案为，还包括开关逻辑驱动模块；所述开关逻辑驱动模块包括：6个开关逻辑驱动单元，6个开关逻辑驱动单元分别连接第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6。
进一步优化方案为，第一功率开关管S1连接的开关逻辑驱动单元与第四功率开关管S4 连接的开关逻辑驱动单元产生相反的逻辑驱动信号；
第二功率开关管S2连接的开关逻辑驱动单元与第五功率开关管S5连接的开关逻辑驱动单元产生相反的逻辑驱动信号；
第三功率开关管S3连接的开关逻辑驱动单元与第六功率开关管S6连接的开关逻辑驱动单元产生相反的逻辑驱动信号。
进一步优化方案为，当第一功率开关管S1、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6导通，第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和第六功率开关管S6形成A相正向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc、滤波电感Lc1、滤波电容Cc、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和第六功率开关管S6形成C相正向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca、滤波电容Cb经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLa、滤波电感La2向负载放电；滤波电容Cc、滤波电容Cb经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLb、滤波电感Lb2向负载放电；
同时，第一功率开关管S1、二极管D1、电感La和二极管D2形成A相正向续流回路；第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc和二极管D6形成C相正向续流回路。
本方案中，续流回路并不经过性能较差的IGBT体二极管，因此保证了三相高可靠性双降压式逆变器具有较高的可靠性；同桥臂的第一功率开关管S1和第四功率开关管S4之间的滤波电感La可防止功率开关管同时导通时，功率开关管电流的快速变化，因此同桥臂的第一功率开关管S1和第四功率开关管S4之间无需设置死区时间。
同理可知，同桥臂的第三功率开关管S3和第六功率开关管S6之间由于滤波电感Lb的引入，因此第三功率开关管S3和第六功率开关管S6之间也无需设置死区时间；同桥臂的第五功率开关管S5和第二功率开关管S2之间由于滤波电感Lc的引入，因此第五功率开关管S5和第二功率开关管S2之间也无需设置死区时间。
还可以得到桥臂输出电压UAB＝Vcc，UBC＝-Vcc，UCA＝0。
进一步优化方案为，当第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第六功率开关管S6导通，第三功率开关管S3、第四功率开关管S4和第五功率开关管S5关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和第六功率开关管S6形成A相正向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和第二功率开关管S2形成C相正向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Ca充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Ca、滤波电容Cb经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLa、滤波电感La2向负载放电；第六功率开关管S6、第二功率开关管S2、滤波电感Lc1、滤波电容Cc、滤波电容Cb和滤波电感Lb1构成B相正向续流放电回路，同时第一功率开关管S1、二极管D1、电感La和二极管D2形成A相正向续流回路。
可以得到桥臂输出电压UAB＝Vcc，UBC＝0，UCA＝-Vcc。
进一步优化方案为，当第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第三功率开关管S3导通，第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和第二功率开关管S2形成A相正向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cc充电；
直流侧电压Vcc、第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb、滤波电感Lb1、滤波电容Cb、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和第二功率开关管S2形成B相正向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Cb和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLb和滤波电感Lb2向负载放电；
同时，第一功率开关管S1、二极管D1、电感La和二极管D2形成A相正向续流回路；第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb和二极管D4形成B相正向续流回路。
可以得到，桥臂输出电压UAB＝0，UBC＝Vcc，UCA＝-Vcc。
进一步优化方案为，当第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4导通，第一功率开关管S1、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路的工作模态为：
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和二极管D4形成A相反向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第二功率开关管S2、滤波电感Lc1、滤波电容Cc、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和二极管D4形成C相反向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb和二极管D4构成B相反向续流放电回路。
可以得到，桥臂输出电压UAB＝-Vcc，UBC＝Vcc，UCA＝0。
进一步优化方案为，当第三功率开关管S3、第四功率开关管S4和第五功率开关管S5导通，第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第六功率开关管S6关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和二极管D4形成A相反向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和二极管D6形成C相反向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Ca充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Ca和滤波电容Cb经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；
第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb和二极管D4构成B相反向续流放电回路，第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc和二极管D6形成C相反向续流放电回路。
可以得到，桥臂输出电压UAB＝-Vcc，UBC＝0，UCA＝Vcc。
进一步优化方案为，当第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6导通，第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第三功率开关管S3关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和二极管D6形成A相反向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cc充电；
直流侧电压Vcc、第六功率开关管S6、滤波电感Lb1、滤波电容Cb、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和二极管D6形成C相反向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Cb和滤波电容Cc经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLc和滤波电感Lc2向负载放电；
同时，功率开关管S5、二极管D5、电感Lc和二极管D6形成C相反向续流回路。第四功率开关管S4、第六功率开关管S6、滤波电感Lb1、滤波电容Cb、滤波电容Ca和滤波电感La1构成A相反向续流放电回路。
可以得到，桥臂输出电压UAB＝0，UBC＝-Vcc，UCA＝Vcc。
进一步优化方案为，所述二极管D1～二极管D7均为高性能二极管。
本实用新型与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：
1、本实用新型提供的一种两级式三相双降压并网逆变器，能实现在较低输入电压下的稳定并网，解决了光伏宽范围变化下单级双降压式并网逆变器难以稳定并网的缺陷；
2、本实用新型提供的一种两级式三相双降压并网逆变器，在双极性SPWM调制下，后级三相双降压光伏并网逆变器桥臂输出UAB，UBC，UCA为三相对称的交流电压；
3、本实用新型提供的一种两级式三相双降压并网逆变器，与现有桥式三相逆变器相比，由于滤波电感La、Lb、Lc的引入，可防止发生桥臂直通，在实际工程中三相双降压光伏并网逆变器同桥臂开关管无需设置死区时间，可进一步提高逆变器的电能质量；
4、本实用新型提供的一种两级式三相双降压并网逆变器，与现有桥式三相逆变器相比，由于高性能二极管D1，D2，D3，D4，D5，D6的引入，后级三相双降压光伏并网逆变器续流回路负载电流不经过性能较差的开关管体二极管，可有效降低逆变器的反向恢复损耗，因此具有高效率和高可靠性的优点。
附图说明
此处所说明的附图用来提供对本实用新型实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本实用新型实施例的限定。
在附图中：
图1为现有三相桥式并网逆变器拓扑图；
图2为两电平全桥双降压式并网逆变器拓扑图；
图3为本实用新型两级式三相双降压并网逆变器拓扑图；
图4为本实用新型开关模态一的其等效电路；
图5为本实用新型开关模态二的其等效电路；
图6为本实用新型开关模态三的其等效电路；
图7为本实用新型开关模态四的其等效电路；
图8为本实用新型开关模态五的其等效电路；
图9为本实用新型开关模态六的其等效电路；
图10为不同输入电压Vin下并网电流ig波形示意图；
图11为前级BOOST变化器输出电压Vcc波形示意图；
图12为负载电流ia及其FFT分析示意图；
图13为A相负载电压UA和输出电流ia波形示意图；
图14为三相负载输出电流波形示意图；
图15为二极管D6电流iD6波形示意图。
具体实施方式
为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本实用新型作进一步的详细说明，本实用新型的示意性实施方式及其说明仅用于解释本实用新型，并不作为对本实用新型的限定。
在以下描述中，为了提供对本实用新型的透彻理解阐述了大量特定细节。然而，对于本领域普通技术人员显而易见的是：不必采用这些特定细节来实行本实用新型。在其他实例中，为了避免混淆本实用新型，未具体描述公知的结构、电路、材料或方法。
在整个说明书中，对“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”的提及意味着：结合该实施例或示例描述的特定特征、结构或特性被包含在本实用新型至少一个实施例中。因此，在整个说明书的各个地方出现的短语“一个实施例”、“实施例”、“一个示例”或“示例”不一定都指同一实施例或示例。此外，可以以任何适当的组合和、或子组合将特定的特征、结构或特性组合在一个或多个实施例或示例中。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的示图都是为了说明的目的，并且示图不一定是按比例绘制的。这里使用的术语“和 /或”包括一个或多个相关列出的项目的任何和所有组合。
在本实用新型的描述中，需要理解的是，术语“前”、“后”、“左”、“右”、“上”、“下”、“竖直”、“水平”、“高”、“低”“内”、“外”等指示的方位或位置关系为基于附图所示的方位或位置关系，仅是为了便于描述本实用新型和简化描述，而不是指示或暗示所指的装置或元件必须具有特定的方位、以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本实用新型保护范围的限制。
实施例1
为了解决实际工程中，现有桥式三电平逆变器同桥臂开关管需要设置死区时间，且可靠性较低的问题，本实施例提出一种两级式三相双降压并网逆变器，其拓扑如图3所示，两级式三相双降压并网逆变器包括：前级BOOST变换器电路和后级三相双降压光伏并网逆变器电路；
所述前级BOOST变换器电路为：
电源PV提供前级BOOST变换器电路的输入电压Vin，电源PV的正极连接直流侧储能电感Ld后连接至二极管D7的正极，第七功率开关管S7的源极与电源PV的负极连接、第七功率开关管S7的漏极与二极管D7的正极连接，二极管D7的负极连接直流侧滤波电容Cdc的一端，直流侧滤波电容Cdc的另一端连接电源PV的负极；直流侧滤波电容Cdc两端的电压构成直流侧电压Vcc，其中直流侧滤波电容Cdc与电源PV的负极连接的一侧为直流侧电压Vcc的正极，直流侧滤波电容Cdc与二极管D7连接的一侧为直流侧电压Vcc的正极；
所述后级三相双降压光伏并网逆变器电路为：
第一功率开关管S1的漏极连接直流侧电压Vcc的正极，第一功率开关管S1的源极连接二极管D1的正极，二极管D1的负极连接至电感La，电感La的另一端为桥臂中点A；滤波电感La1一端连接桥臂中点A，滤波电感La1的另一端依次串联滤波电感La2、负载电阻RLa和并网电压ua，并网电压ua连接至G点后接地；二极管D2的负极连接直流侧电压Vcc的正极，二极管D2的正极到达桥臂中点A后连接第四功率开关管S4的漏极，第四功率开关管S4的源极连接直流侧电压Vcc的负极；
第三功率开关管S3的漏极连接直流侧电压Vcc的正极，第三功率开关管S3的源极连接二极管D3的正极，二极管D3的负极连接至电感Lb，电感Lb的另一端为桥臂中点B；滤波电感Lb1一端连接桥臂中点B，滤波电感Lb1的另一端依次串联滤波电感Lb2、负载电阻RLb和并网电压ub，并网电压ub另一端连接至G点后接地；二极管D4的负极连接直流侧电压Vcc的正极，二极管D4的正极到达桥臂中点B后连接第六功率开关管S6的漏极，第六功率开关管S6的源极连接直流侧电压Vcc的负极；
第五功率开关管S5的漏极连接直流侧电压Vcc的正极，第五功率开关管S5的源极连接二极管D5的正极，二极管D5的负极连接至电感Lc，电感Lc的另一端为桥臂中点C；滤波电感Lc1一端连接桥臂中点C，滤波电感Lc1的另一端依次串联滤波电感Lc2、负载电阻RLc和并网电压uc，并网电压uc另一端连接至G点后接地；二极管D6的负极连接直流侧电压Vcc的正极，二极管D6的正极到达桥臂中点C后连接第二功率开关管S2的漏极，第二功率开关管S2的源极连接直流侧电压Vcc的负极；
滤波电容Ca一端连接在滤波电感La1和滤波电感La2之间，滤波电容Cb的一端连接在滤波电感Lb1和滤波电感Lb2之间，滤波电容Cc的一端连接在滤波电感Lc1和滤波电感Lc2之间，滤波电容Ca的另一端、滤波电容Cb的另一端与滤波电容Cc的另一端连接。
实施例2
本实施例与上一实施例区别在于，还包括开关逻辑驱动模块；
所述开关逻辑驱动模块包括：6个开关逻辑驱动单元，6个开关逻辑驱动单元分别连接第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6。
第一功率开关管S1连接的开关逻辑驱动单元与第四功率开关管S4连接的开关逻辑驱动单元产生相反的逻辑驱动信号；
第二功率开关管S2连接的开关逻辑驱动单元与第五功率开关管S5连接的开关逻辑驱动单元产生相反的逻辑驱动信号；
第三功率开关管S3连接的开关逻辑驱动单元与第六功率开关管S6连接的开关逻辑驱动单元产生相反的逻辑驱动信号。
根据第一功率开关管S1～第六功率开关管S6的开关驱动逻辑信号可得6个开关模态，以下为对这6种开关模态的进行分析。
开关模态一：
如图4所示，当第一功率开关管S1、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6导通，第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路开关模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和第六功率开关管S6形成A相正向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc、滤波电感Lc1、滤波电容Cc、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和第六功率开关管S6形成C相正向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca、滤波电容Cb经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLa、滤波电感La2向负载放电；滤波电容Cc、滤波电容Cb经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLb、滤波电感Lb2向负载放电；
同时，第一功率开关管S1、二极管D1、电感La和二极管D2形成A相正向续流回路；第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc和二极管D6形成C相正向续流回路。
续流回路并不经过性能较差的IGBT体二极管，因此三相高可靠性双降压式逆变器具有较高的可靠性。从图4中还可以看出同桥臂的第一功率开关管S1、第四功率开关管S4之间的滤波电感La可防止功率开关管同时导通时，功率开关管电流的快速变化，因此同桥臂的功率开关管S1、S4之间无需设置死区时间。同理可知，同桥臂的第三功率开关管S3、第六功率开关管S6之间由于滤波电感Lb的引入，因此第三功率开关管S3、第六功率开关管S6之间也无需设置死区时间；同桥臂的S5、S2之间由于滤波电感Lc的引入，因此S5、S2也无需设置死区时间。进一步从图4可以看出，桥臂输出电压UAB＝Vcc，UBC＝-Vcc，UCA＝0。
开关模态二：
如图5所示，当第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第六功率开关管S6导通，第三功率开关管S3、第四功率开关管S4和第五功率开关管S5关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路开关模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和第六功率开关管S6形成A相正向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和第二功率开关管S2形成C相正向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Ca充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Ca、滤波电容Cb经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLa、滤波电感La2向负载放电；第六功率开关管S6、第二功率开关管S2、滤波电感Lc1、滤波电容Cc、滤波电容Cb和滤波电感Lb1构成B相正向续流放电回路，同时功率开关管S1、二极管D1、电感La和二极管D2形成A相正向续流回路。
从图5中可以得到，桥臂输出电压UAB＝Vcc，UBC＝0，UCA＝-Vcc。
开关模态三：
如图6所示，当第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第三功率开关管S3导通，第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路开关模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和第二功率开关管S2形成A相正向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cc充电；
直流侧电压Vcc、第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb、滤波电感Lb1、滤波电容Cb、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和第二功率开关管S2形成B相正向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Cb和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLb和滤波电感Lb2向负载放电；同时，第一功率开关管S1、二极管D1、电感La和二极管D2形成A相正向续流回路；第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb和二极管D4形成B相正向续流回路。
从图6中可以得到，桥臂输出电压UAB＝0，UBC＝Vcc，UCA＝-Vcc。
开关模态四：
如图7所示，当第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4导通，第一功率开关管S1、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路开关模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感 Lb1和二极管D4形成A相反向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第二功率开关管S2、滤波电感Lc1、滤波电容Cc、滤波电容Cb、滤波电感 Lb1和二极管D4形成C相反向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb和二极管D4构成B相反向续流放电回路。
从图7中可以得到，桥臂输出电压UAB＝-Vcc，UBC＝Vcc，UCA＝0。
开关模态五：
如图8所示，当第三功率开关管S3、第四功率开关管S4和第五功率开关管S5导通，第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第六功率开关管S6关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路开关模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感 Lb1和二极管D4形成A相反向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感 Lc1和二极管D6形成C相反向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Ca充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Ca和滤波电容Cb经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；
功率开关管S3、二极管D3、电感Lb和二极管D4构成B相反向续流放电回路，第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc和二极管D6形成C相反向续流放电回路。
从图8中可以得到，桥臂输出电压UAB＝-Vcc，UBC＝0，UCA＝Vcc。
开关模态六：
如图9所示，当第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6导通，第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第三功率开关管S3关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路开关模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感 Lc1和二极管D6形成A相反向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cc充电；
直流侧电压Vcc、第六功率开关管S6、滤波电感Lb1、滤波电容Cb、滤波电容Cc、滤波电感 Lc1和二极管D6形成C相反向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Cb和滤波电容Cc经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLc和滤波电感Lc2向负载放电；
同时，第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc和二极管D6形成C相反向续流回路。第六功率开关管S4、第二功率开关管S6、滤波电感Lb1、滤波电容Cb、滤波电容Ca和滤波电感La1构成 A相反向续流放电回路。
从图9中可以得到，桥臂输出电压UAB＝0，UBC＝-Vcc，UCA＝Vcc。
表1三相双降压光伏并网逆变器电路中功率开关管状态与输出电压
Figure BDA0003029250890000121
从表1可以看出，三相双降压光伏并网逆变器在一个电源周期内6个工作模态桥臂输出电压UAB为Vcc，Vcc，0，-Vcc，-Vcc，0；桥臂输出电压UBC为-Vcc，0，Vcc，Vcc，0，-Vcc；桥臂输出电压UCA为0，-Vcc，-Vcc，0，Vcc，Vcc；因此，本实施例提出的后级三相双降压光伏并网逆变器在三相SPWM调制下UAB，UBC，UCA为三相对称的交流电压。且逆变器续流通路不通过性能较差的IGBT体二极管，减小了反向恢复损耗，可提高三相双降压光伏并网逆变器的可靠性和效率。
实施例3
为了验证三相双降压光伏并网逆变器的特性，本实施例搭建了基于MATLAB/simulink的电路仿真模型，Pw为输出功率，其它电路参数如表2所示。
表2电路仿真参数
Figure BDA0003029250890000122
直流侧输入电压Vin分别为50V和400V时，并网电流ia的波形分别如图10(a)和10(b) 所示，从图中可以看出ia的为稳定的正弦波形，因此当Vin为50V～400V范围内均能实现稳定逆变并网。
图11所示，为Vin＝400V时，且Vref＝550V时，BOOST变换器直流输出电压Vcc的波形，从图中可以看出Vcc的平均值约为550V。
图12为ia及其FFT分析，从图中可以看出，ia为稳定正弦波形，总谐波畸变率THD为3.99％。
图13为A相负载电压UA和ia的波形，从图中可以看出，UA和ia保持同相位，UA的幅值约为 440V，ia的幅值约为5A。因此，本文提出的三相双降压光伏并网逆变器及其控制器能实现稳定的逆变，且系统具有较高的功率因数和较低的THD。
图14为三相负载输出电流波形，从图中可以看出三相负载电流为三相对称的正弦信号，因此本实施例提出三相双降压光伏并网逆变器实现了稳定三相逆变。
三相双降压光伏并网逆变器续流二极管D6电流iD6有效值波形如图15所示，从图中可以看出，续流二极管的最大瞬时达到了约23A。若该电流通过性能较差的IGBT体二极管，会损坏 IGBT；三相双降压光伏并网逆变器续流回路不通过IGBT体二极管，续流二极管可通过选择高性能的二极管，这样即可提高逆变器的可靠性。
本实施例通过对两级式三相双降压并网逆变器工作模态和仿真结果分析可知：
(1)两级式三相双降压并网逆变器能实现在较低输入电压下的稳定并网，解决了光伏宽范围变化下单级双降压式并网逆变器难以稳定并网的缺陷。
(2)在双极性SPWM调制下三相双降压光伏并网逆变器桥臂输出下UAB，UBC，UCA为三相对称的交流电压。
(3)与现有桥式三相逆变器相比，由于可防止发生桥臂直通的滤波电感La、Lb、Lc的引入，因此在实际工程中三相双降压光伏并网逆变器同桥臂开关管无需设置死区时间，实用新型提供的两级式三相双降压并网逆变器可进一步提高逆变器的电能质量。
(4)与现有桥式三相逆变器相比，由于高性能二极管D1，D2，D3，D4，D5，D6的引入，三相双降压光伏并网逆变器续流回路负载电流不经过性能较差的开关管体二极管，可有效降低逆变器的反向恢复损耗，因此本实用新型提供的两级式三相双降压并网逆变器具有高效率和高可靠性的优点。
以上所述的具体实施方式，对本实用新型的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本实用新型的具体实施方式而已，并不用于限定本实用新型的保护范围，凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (10)

1.一种两级式三相双降压并网逆变器，其特征在于，包括：前级BOOST变换器电路和后级三相双降压光伏并网逆变器电路；
所述前级BOOST变换器电路为：
电源PV提供前级BOOST变换器电路的输入电压Vin，电源PV的正极连接直流侧储能电感Ld后连接至二极管D7的正极，第七功率开关管S7的源极与电源PV的负极连接、第七功率开关管S7的漏极与二极管D7的正极连接，二极管D7的负极连接直流侧滤波电容Cdc的一端，直流侧滤波电容Cdc的另一端连接电源PV的负极；直流侧滤波电容Cdc两端的电压构成直流侧电压Vcc，其中直流侧滤波电容Cdc与电源PV的负极连接的一侧为直流侧电压Vcc的正极，直流侧滤波电容Cdc与二极管D7连接的一侧为直流侧电压Vcc的正极；
所述后级三相双降压光伏并网逆变器电路为：
第一功率开关管S1的漏极连接直流侧电压Vcc的正极，第一功率开关管S1的源极连接二极管D1的正极，二极管D1的负极连接至电感La，电感La的另一端为桥臂中点A；滤波电感La1一端连接桥臂中点A，滤波电感La1的另一端依次串联滤波电感La2、负载电阻RLa和并网电压ua，并网电压ua连接至G点后接地；二极管D2的负极连接直流侧电压Vcc的正极，二极管D2的正极到达桥臂中点A后连接第四功率开关管S4的漏极，第四功率开关管S4的源极连接直流侧电压Vcc的负极；
第三功率开关管S3的漏极连接直流侧电压Vcc的正极，第三功率开关管S3的源极连接二极管D3的正极，二极管D3的负极连接至电感Lb，电感Lb的另一端为桥臂中点B；滤波电感Lb1一端连接桥臂中点B，滤波电感Lb1的另一端依次串联滤波电感Lb2、负载电阻RLb和并网电压ub，并网电压ub另一端连接至G点后接地；二极管D4的负极连接直流侧电压Vcc的正极，二极管D4的正极到达桥臂中点B后连接第六功率开关管S6的漏极，第六功率开关管S6的源极连接直流侧电压Vcc的负极；
第五功率开关管S5的漏极连接直流侧电压Vcc的正极，第五功率开关管S5的源极连接二极管D5的正极，二极管D5的负极连接至电感Lc，电感Lc的另一端为桥臂中点C；滤波电感Lc1一端连接桥臂中点C，滤波电感Lc1的另一端依次串联滤波电感Lc2、负载电阻RLc和并网电压uc，并网电压uc另一端连接至G点后接地；二极管D6的负极连接直流侧电压Vcc的正极，二极管D6的正极到达桥臂中点C后连接第二功率开关管S2的漏极，第二功率开关管S2的源极连接直流侧电压Vcc的负极；
滤波电容Ca一端连接在滤波电感La1和滤波电感La2之间，滤波电容Cb的一端连接在滤波电感Lb1和滤波电感Lb2之间，滤波电容Cc的一端连接在滤波电感Lc1和滤波电感Lc2之间，滤波电容Ca的另一端、滤波电容Cb的另一端与滤波电容Cc的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的一种两级式三相双降压并网逆变器，其特征在于，还包括开关逻辑驱动模块；
所述开关逻辑驱动模块包括：6个开关逻辑驱动单元，6个开关逻辑驱动单元分别连接第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第三功率开关管S3、第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6。
3.根据权利要求2所述的一种两级式三相双降压并网逆变器，其特征在于，
第一功率开关管S1连接的开关逻辑驱动单元与第四功率开关管S4连接的开关逻辑驱动单元产生相反的逻辑驱动信号；
第二功率开关管S2连接的开关逻辑驱动单元与第五功率开关管S5连接的开关逻辑驱动单元产生相反的逻辑驱动信号；
第三功率开关管S3连接的开关逻辑驱动单元与第六功率开关管S6连接的开关逻辑驱动单元产生相反的逻辑驱动信号。
4.根据权利要求3所述的一种两级式三相双降压并网逆变器，其特征在于，当第一功率开关管S1、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6导通，第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和第六功率开关管S6形成A相正向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc、滤波电感Lc1、滤波电容Cc、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和第六功率开关管S6形成C相正向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca、滤波电容Cb经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLa、滤波电感La2向负载放电；滤波电容Cc、滤波电容Cb经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLb、滤波电感Lb2向负载放电；
同时，第一功率开关管S1、二极管D1、电感La和二极管D2形成A相正向续流回路；第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc和二极管D6形成C相正向续流回路。
5.根据权利要求3所述的一种两级式三相双降压并网逆变器，其特征在于，当第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第六功率开关管S6导通，第三功率开关管S3、第四功率开关管S4和第五功率开关管S5关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和第六功率开关管S6形成A相正向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和第二功率开关管S2形成C相正向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Ca充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Ca、滤波电容Cb经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLa、滤波电感La2向负载放电；第六功率开关管S6、第二功率开关管S2、滤波电感Lc1、滤波电容Cc、滤波电容Cb和滤波电感Lb1构成B相正向续流放电回路，同时第一功率开关管S1、二极管D1、电感La和二极管D2形成A相正向续流回路。
6.根据权利要求3所述的一种两级式三相双降压并网逆变器，其特征在于，当第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第三功率开关管S3导通，第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第一功率开关管S1、二极管D1、电感La、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和第二功率开关管S2形成A相正向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cc充电；
直流侧电压Vcc、第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb、滤波电感Lb1、滤波电容Cb、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和第二功率开关管S2形成B相正向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Cb和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLb和滤波电感Lb2向负载放电；同时，第一功率开关管S1、二极管D1、电感La和二极管D2形成A相正向续流回路；第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb和二极管D4形成B相正向续流回路。
7.根据权利要求3所述的一种两级式三相双降压并网逆变器，其特征在于，当第二功率开关管S2、第三功率开关管S3和第四功率开关管S4导通，第一功率开关管S1、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和二极管D4形成A相反向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第二功率开关管S2、滤波电感Lc1、滤波电容Cc、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和二极管D4形成C相反向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb和二极管D4构成B相反向续流放电回路。
8.根据权利要求3所述的一种两级式三相双降压并网逆变器，其特征在于，当第三功率开关管S3、第四功率开关管S4和第五功率开关管S5导通，第一功率开关管S1、第二功率开关管S2、第六功率开关管S6关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器电路工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cb、滤波电感Lb1和二极管D4形成A相反向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cb充电；
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和二极管D6形成C相反向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Ca充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Ca和滤波电容Cb经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；
第三功率开关管S3、二极管D3、电感Lb和二极管D4构成B相反向续流放电回路，第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc和二极管D6形成C相反向续流放电回路。
9.根据权利要求3所述的一种两级式三相双降压并网逆变器，其特征在于，当第四功率开关管S4、第五功率开关管S5和第六功率开关管S6导通，第一功率开关管S1、第二功率开关管S2和第三功率开关管S3关断时，后级三相双降压光伏并网逆变器工作模态的等效电路为：
直流侧电压Vcc、第四功率开关管S4、滤波电感La1、滤波电容Ca、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和二极管D6形成A相反向充电回路，对滤波电容Ca和滤波电容Cc充电；
直流侧电压Vcc、第六功率开关管S6、滤波电感Lb1、滤波电容Cb、滤波电容Cc、滤波电感Lc1和二极管D6形成C相反向充电回路，对滤波电容Cc和滤波电容Cb充电；
滤波电容Ca和滤波电容Cc经滤波电感Lc2、负载电阻RLc、负载电阻RLa和滤波电感La2向负载放电；滤波电容Cb和滤波电容Cc经滤波电感Lb2、负载电阻RLb、负载电阻RLc和滤波电感Lc2向负载放电；
同时，第五功率开关管S5、二极管D5、电感Lc和二极管D6形成C相反向续流回路，第六功率开关管S4、第二功率开关管S6、滤波电感Lb1、滤波电容Cb、滤波电容Ca和滤波电感La1构成A相反向续流放电回路。
10.根据权利要求1所述的一种两级式三相双降压并网逆变器，其特征在于，所述二极管D1～二极管D7均为高性能二极管。
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