CN214412605U - 一种复合式高可靠性三电平双降压式逆变器 - Google Patents

Abstract

本实用新型公开了一种复合式高可靠性三电平双降压式逆变器，包括直流电压源Vcc、支撑电容C₁、支撑电容C₂、功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅、功率开关管S₆、功率二极管D₁、功率二极管D₂、功率二极管D₃、功率二极管D₄、功率二极管D₅、功率二极管D₆、滤波电感L_a1、滤波电感L_a2、滤波电感L和滤波电容C_f以及负载电阻R。本实用新型的目的在于提供一种复合式高可靠性三电平双降压式逆变器，解决现有技术中复合式三电平桥式逆变器同桥臂开关管需要设置死区时间，会增加并网电流谐波含量，降低逆变器的电能质量以及反向恢复损耗高，可靠性较低的问题。

Description

一种复合式高可靠性三电平双降压式逆变器

技术领域

本实用新型涉及逆变器技术领域，尤其涉及一种复合式高可靠性三电平双降压式逆变器。

背景技术

现有技术中的复合式三电平桥式逆变器如图1所示，它是由1个三电平桥臂和1个两电平桥臂组合而成的，比起两个桥臂都采用三电平而言，其控制简单，容易实现，适合于中小功率场合的单相逆变器。

然而，由于该复合式三电平桥式逆变器是桥式结构，同桥臂的开关管均存在桥臂直通的问题，需设置死区时间，而死区的引入会增加并网电流谐波含量，降低逆变器的电能质量，此外，由于桥式逆变器开关管体二极管参与了续流，反向恢复损耗高，可靠性较低。

实用新型内容

本实用新型的目的在于提供一种复合式高可靠性三电平双降压式逆变器，解决现有技术中复合式三电平桥式逆变器会增加并网电流谐波含量，降低逆变器的电能质量以及反向恢复损耗高，可靠性较低的问题。

本实用新型通过下述技术方案实现：

一种复合式高可靠性三电平双降压式逆变器，包括直流电压源Vcc、支撑电容C₁、支撑电容C₂、功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅、功率开关管S₆、功率二极管D₁、功率二极管D₂、功率二极管D₃、功率二极管D₄、功率二极管D₅、功率二极管D₆、滤波电感L_a1、滤波电感L_a2、滤波电感L和滤波电容C_f以及负载电阻R；

其中，所述支撑电容C₁的一端与所述直流电压源Vcc的正极连接，所述支撑电容C₁的另一端与所述支撑电容C₂的一端连接，所述支撑电容C₂的另一端与所述直流电压源Vcc的负极连接；

所述功率开关管S₁的集电极与所述直流电压源Vcc的正极连接，所述功率开关管S₁的发射极与所述功率二极管D₁的阳极连接，所述功率二极管D₁的阴极与所述滤波电感L_a1的一端连接，所述滤波电感L_a1的另一端与所述功率开关管S₂的集电极连接，所述功率开关管S₂的发射极与所述功率开关管S₃的集电极连接，所述功率开关管S₃的发射极与所述功率开关管S₄的集电极连接，所述功率开关管S₄的发射极与所述直流电压源Vcc的负极连接；

所述功率二极管D₆的阳极与所述功率二极管D₁的阴极连接，所述功率二极管D₆的阴极与所述功率开关管S₁的集电极连接；所述功率二极管D₅的阳极与功率开关管S₃的发射极连接，所述功率二极管D₅的阴极与所述功率二极管D₄的阳极连接，所述功率二极管D₄的阴极与所述功率开关管S₂的集电极连接；

所述功率开关管S₅的集电极与所述功率开关管S₁的集电极连接，所述功率开关管S₅的发射极与所述功率二极管D₂的阳极连接，所述功率二极管D₂的阴极与所述滤波电感L_a2的一端连接，所述滤波电感L_a2的另一端与所述功率开关管S₆的集电极连接，所述功率开关管S₆的发射极与所述功率开关管S₄的发射极连接；

所述滤波电感L的一端与所述功率开关管S₂的发射极连接，所述滤波电感L的另一端与所述负载电阻R的一端连接，所述负载电阻R的另一端与所述功率二极管D₂的阴极连接；

所述滤波电容C_f的一端与所述功率开关管S₂的发射极连接，所述滤波电容C_f的另一端与所述功率二极管D₂的阴极连接；

所述功率二极管D₃的阳极与所述功率开关管S₆的集电极连接，所述功率二极管D₃的阴极与所述功率开关管S₅的集电极连接。

优选地，当所述逆变器工作在模态1时，所述直流电压源Vcc、所述支撑电容C₁和所述支撑电容C₂形成正向充电回路，对所述支撑电容C₁和所述支撑电容C₂充电；所述功率开关管S₁、所述功率二极管D₁、所述滤波电感L_a1、所述功率开关管S₂、所述滤波电感C_f、所述滤波电感L_a2、所述功率开关管S₆、所述支撑电容C₁以及所述支撑电容C₂形成正向充电回路，对所述滤波电容C_f充电，此时，桥臂输出电流i上升；同时，所述滤波电容C_f对所述滤波电感L和所述负载电阻R供电；

其中，所述模态1为：桥臂输出电流i_g>0，所述功率开关管S₁、所述功率开关管S₂以及所述功率开关管S₆导通，所述功率开关管S₃、所述功率开关管S₄以及所述功率开关管S₅关断。

优选地，当所述逆变器工作在模态2时，所述滤波电容C_f、所述滤波电感L_a2、所述功率开关管S₆、所述支撑电容C₂、所述功率二极管D₄以及所述功率开关管S₂形成正向放电回路，此时输出端向所述支撑电容C₂回馈能量，桥臂输出电流i下降；同时所述滤波电容C_f向所述负载电阻R和滤波电感L供电；

其中，所述模态2为：桥臂输出电流i_g>0，所述功率开关管S₂、所述功率开关管S₃以及所述功率开关管S₆导通，所述功率开关管S₁、所述功率开关管S₄以及所述功率开关管S₅关断。

优选地，当所述逆变器工作在模态3时，所述直流电压源V_cc对所述支撑电容C₁与所述支撑电容C₂充电，所述滤波电容C_f、所述滤波电感L_a2、所述功率开关管S₆、所述功率开关管S₄以及所述功率开关管S₃形成正向续流回路，此时，桥臂输出电流i下降；同时所述滤波电容C_f、所述滤波电感L和所述负载电阻R构成正向放电，所述滤波电容C_f向所述滤波电感L和所述负载电阻R供电；

其中，所述模态3为：桥臂输出电流i_g>0，所述功率开关管S₃、所述功率开关管S₄以及所述功率开关管S₆导通，所述功率开关管S₁、所述功率开关管S₂以及所述功率开关管S₅关断。

优选地，当所述逆变器工作在模态4时，所述直流电压源V_cc对所述支撑电容C₁与所述支撑电容C₂充电，所述滤波电容C_f、所述功率开关管S₃、所述功率开关管S₄、所述支撑电容C₂、所述支撑电容C₁、所述功率开关管S₅以及所述功率二极管D₂形成反向充电回路，桥臂输出电流i反向上升；同时所述滤波电容C_f、所述滤波电感L和所述负载电阻R构成反向放电，为所述滤波电感L和所述负载电阻R供电；所述功率开关管S₅、所述功率二极管D₂、所述滤波电感L_a2和所述功率二极管D₃形成所述滤波电感L_a2的续流通路；

其中，所述模态4为：桥臂输出电流i<0，所述功率开关管S₃、所述功率开关管S₄以及所述功率开关管S₅导通，所述功率开关管S₁、所述功率开关管S₂以及所述功率开关管S₆关断。

优选地，当所述逆变器工作在模态5时，所述滤波电容C_f、所述功率开关管S₃、所述功率二极管D₅、所述支撑电容C₁、所述功率开关管S₅以及所述功率二极管D₂形成反向放电回路，此时输出端向所述支撑电容C₁回馈能量，桥臂输出电流i反向下降；同时所述滤波电容C_f向所述负载电阻R和所述滤波电感L供电；所述功率开关管S₅、所述功率二极管D₂、所述滤波电感L_a2和所述功率二极管D₃形成所述滤波电感L_a2的续流通路；

其中，所述模态5为：桥臂输出电流i<0，所述功率开关管S₂、所述功率开关管S₃以及所述功率开关管S₅导通，所述功率开关管S₁、所述功率开关管S₄以及所述功率开关管S₆关断。

优选地，当所述逆变器工作在模态6时，所述直流电压源V_cc对所述支撑电容C₁与所述支撑电容C₂充电，所述滤波电容C_f、所述功率开关管S₂、所述滤波电感L_a1、所述功率二极管D₆、所述功率开关管S₅以及所述功率二极管D₂形成正向续流回路，桥臂输出电流i反向下降；同时所述滤波电容C_f、所述滤波电感L和所述负载电阻R构成反向放电，所述滤波电容C_f向所述滤波电感L和所述负载电阻R供电；所述功率开关管S₅、所述功率二极管D₂、所述滤波电感L_a2和所述功率二极管D₃形成所述滤波电感L_a2的续流通路；

其中，所述模态6为：桥臂输出电流i<0，所述功率开关管S₁、所述功率开关管S₂以及所述功率开关管S₅导通，所述功率开关管S₃、所述功率开关管S₄以及所述功率开关管S₆关断。

本实用新型与现有技术相比，具有如下的优点和有益效果：

1、与现有复合桥式三电平逆变器相比，由于可防止发生桥臂直通的滤波电感L_a1、L_a2的引入，因此在实际工程中复合式高可靠性三电平双降压式逆变器同桥臂开关管无需设置死区时间，可进一步提高逆变器的电能质量；

2、与现有复合桥式三电平逆变器相比，由于高性能二极管D₁、D₂、D₃以及D₆的引入，复合式高可靠性三电平双降压式逆变器续流回路负载电流不经过性能较差的开关管体二极管，可有效降低逆变器的反向恢复损耗，因此复合式高可靠性三电平双降压式逆变器具有高效率和高可靠性的优点。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本实用新型实施例的进一步理解，构成本申请的一部分，并不构成对本实用新型实施例的限定。在附图中：

图1为现有技术中复合式三电平桥式逆变器的电路结构示意图；

图2为本实用新型复合式高可靠性三电平双降压式逆变器的电路结构示意图；

图3为本实用新型复合式高可靠性三电平双降压式逆变器模态1的电路结构示意图；

图4为本实用新型复合式高可靠性三电平双降压式逆变器模态2的电路结构示意图；

图5为本实用新型复合式高可靠性三电平双降压式逆变器模态3的电路结构示意图；

图6为本实用新型复合式高可靠性三电平双降压式逆变器模态4的电路结构示意图；

图7为本实用新型复合式高可靠性三电平双降压式逆变器模态5的电路结构示意图；

图8为本实用新型复合式高可靠性三电平双降压式逆变器模态6的电路结构示意图；

图9为本实用新型逆变器的单极性双载波SPWM调制方法；

图10为本实用新型功率开关的逻辑控制框图；

图11为本实用新型输出电流i_L波形及其FFT分析波形图；

图12为本实用新型输出电压u_L和输出电流i_L波形图；

图13为本实用新型桥臂输出电压U_AB的波形；

图14为本实用新型续流二极管D₃的电流波形。

具体实施方式

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，下面结合实施例和附图，对本实用新型作进一步的详细说明，本实用新型的示意性实施方式及其说明仅用于解释本实用新型，并不作为对本实用新型的限定。

实施例

一种复合式高可靠性三电平双降压式逆变器，如图2所示，包括直流电压源Vcc、支撑电容C₁、支撑电容C₂、功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅、功率开关管S₆、功率二极管D₁、功率二极管D₂、功率二极管D₃、功率二极管D₄、功率二极管D₅、功率二极管D₆、滤波电感L_a1、滤波电感L_a2、滤波电感L和滤波电容C_f以及负载电阻R；

其中，支撑电容C₁的一端与直流电压源Vcc的正极连接，支撑电容C₁的另一端与支撑电容C₂的一端连接，支撑电容C₂的另一端与直流电压源Vcc的负极连接；

功率开关管S₁的集电极与直流电压源Vcc的正极连接，功率开关管S₁的发射极与功率二极管D₁的阳极连接，功率二极管D₁的阴极与滤波电感L_a1的一端连接，滤波电感L_a1的另一端与功率开关管S₂的集电极连接，功率开关管S₂的发射极与功率开关管S₃的集电极连接，功率开关管S₃的发射极与功率开关管S₄的集电极连接，功率开关管S₄的发射极与直流电压源Vcc的负极连接；

功率二极管D₆的阳极与功率二极管D₁的阴极连接，功率二极管D₆的阴极与功率开关管S₁的集电极连接；功率二极管D₅的阳极与功率开关管S₃的发射极连接，功率二极管D₅的阴极与功率二极管D₄的阳极连接，功率二极管D₄的阴极与功率开关管S₂的集电极连接；

功率开关管S₅的集电极与功率开关管S₁的集电极连接，功率开关管S₅的发射极与功率二极管D₂的阳极连接，功率二极管D₂的阴极与滤波电感L_a2的一端连接，滤波电感L_a2的另一端与功率开关管S₆的集电极连接，功率开关管S₆的发射极与功率开关管S₄的发射极连接；

滤波电感L的一端与功率开关管S₂的发射极连接，滤波电感L的另一端与负载电阻R的一端连接，负载电阻R的另一端与功率二极管D₂的阴极连接；

滤波电容C_f的一端与功率开关管S₂的发射极连接，滤波电容C_f的另一端与功率二极管D₂的阴极连接；

功率二极管D₃的阳极与功率开关管S₆的集电极连接，功率二极管D₃的阴极与功率开关管S₅的集电极连接。

在本实施例中，S₁～S₆为功率开关管IGBT；D₁～D₆为独立的高性能二极管，Vcc为直流侧电压，A和B分别为桥臂中点，i为桥臂输出电流，i_L为负载电流；C₁和C₂为直流侧支撑电容；L_a1、L_a2为可防止发生桥臂直通的滤波电感；L，C_f为输出侧滤波电感和电容，R为负载电阻。

设桥臂输出电流i从桥臂中点A流向桥臂中点B为正，A、B之间的桥臂输出电压为U_AB。则U_AB输出包括+Vcc、、-Vcc、+Vcc/2、-Vcc/2以及0五种电平，为分析方便，把0电平分为+0和-0两种。根据U_AB的6种输出状态和流过电感电流的方向，可以得到6个开关模态，如图3-图8所示，以下为对这6种开关模态的进行分析：

模态1：

当桥臂输出电流i>0，S₁、S₂、S₆导通，S₃、S₄、S₅关断，复合式高性能三电平双降压式逆变器工作在模态1，其等效电路如图3所示。从图3可以看出，Vcc、C₁和C₂形成正向充电回路，对电容C₁和C₂充电。i经S₁、D₁、L_a1、S₂、C_f、L_a2、S₆和C₁和C₂形成正向充电回路，对C_f充电，i上升。同时，C_f对负载L和R供电。同桥臂的开关管S₁、S₂、S₃、S₄之间的滤波电感L_a1可防止开关管同时导通时，开关管电流的快速变化，因此同桥臂的开关管S₁、S₂、S₃、S₄之间无需设置死区时间。同理可知，同桥臂的开关管S₅、S₆之间由于滤波电感L_a2的引入，因此S₅、S₆也无需设置死区时间。进一步从图3可以看出，桥臂输出电压U_AB＝V_cc，S₃和S₄的电压应力为V_cc/2。

模态2：

当i>0，S₂、S₃、S₆导通，S₁、S₄、S₅关断，复合式高性能三电平双降压式逆变器工作在模态2，其等效电路如图4所示。从图4可以看出，i流经C_f、L_a2、S₆、C₂、D₄和S₂形成正向放电回路，此时输出端向C₂回馈能量，i下降。同时C_f向负载R和L供电，U_AB＝V_cc/2，S₁的电压应力为V_cc/2。

模态3：

当i>0，S₃、S₄、S₆导通，S₁、S₂、S₅关断，复合式高性能三电平双降压式逆变器工作在模态3，其等效电路如图5所示。从图5可以看出，V_cc对C₁与C₂充电。i流经C_f、L_a2、S₆、S₄、S₃形成正向续流回路，i下降，U_AB＝+0，S₁和S₂的电压应力为V_cc/2。同时C_f、L和R构成正向放电，C_f向负载供电，且续流通路不通过性能较差的IGBT体二极管。

模态4：

当i<0，S₃、S₄、S₅导通，S₁、S₂、S₆关断，复合式高性能三电平双降压式逆变器工作在模态4，其等效电路如图6所示。从图6可以看出，V_cc对C₁与C₂充电。i流经C_f、S₃、S₄、C₂、C₁、S₅、D₂形成反向充电回路，i反向上升，U_AB＝-V_cc，S₁和S₂的电压应力为V_cc/2。同时C_f、L和R构成反向为负载供电；S₅、D₂、L_a2和D₃形成滤波电感L_a2的续流通路，续流通路不通过IGBT的体二极管。

模态5：

当i<0，S₂、S₃、S₅导通，S₁、S₄、S₆关断，复合式高性能三电平双降压式逆变器工作在模态5，其等效电路如图7所示。从图7可以看出，i流经C_f、S₃、D₅、C₁、S₅和D₂形成反向放电回路，此时输出端向C₁回馈能量，i反向下降。同时C_f向负载R和L供电，U_AB＝-Vcc/2，S₁和S₄的电压应力为V_cc/2。S₅、D₂、L_a2和D₃形成滤波电感L_a2的续流通路，续流通路不通过IGBT的体二极管。

模态6：

当i<0，S₁、S₂、S₅导通，S₃、S₄、S₆关断，复合式高性能三电平双降压式逆变器工作在模态6，其等效电路如图8所示。从图8可以看出，V_cc对C₁与C₂充电。i流经C_f、S₂、L_a1、D₆、S₅、D₂形成正向续流回路，i进一步反向下降，U_AB＝-0，S₃和S₄的电压应力为V_cc/2。同时C_f、L和R构成反向放电，C_f向负载供电；S₅、D₂、L_a2和D₃形成滤波电感L_a2的续流通路，不通过性能较差的IGBT体二极管。

综上，从上述可得复合式高性能三电平双降压式逆变器的开关状态及其输出电压如表1所示。

表1 复合式高性能三电平双降压式逆变器开关管状态与输出电压

从表1可以看出，复合式高性能三电平双降压式逆变器的桥臂输出电压为V_cc、V_cc/2、0、-0、-V_cc/2以及-V_cc。其中0和-0输出表现为一个0电平，因此复合式高性能三电平双降压式逆变器输出电压为三电平。逆变器续流通路不通过性能较差的IGBT体二极管，减小了反向恢复损耗，可提高复合式高性能三电平双降压式逆变器可靠性和效率。

具体实施时，可采用图9所示的调制方法和图10所示的逻辑控制图实现功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅以及功率开关管S₆的导通或关断。现有SPWM控制原理是用一个基准正弦波和一个三角载波进行交接，得到一个脉冲信号，通过这个脉冲信号来控制功率开关管的开关。而本申请的五电平逆变器需要将调制信号u_c整流后与两个频率、幅值相等的三角载波V_C1和V_C2进行比较，从而得到两个脉冲信号A₁和B₁。同时用调制信号u_c与零电压比较得到脉冲信号C₁，如图9所示，然后用这3个脉冲信号A₁、B₁以及C₁经过如图10所示的逻辑控制框图得到S₁～S₆的开关信号。

具体地，由表1可知，S₁是在U_AB＝+Vcc或U_AB＝-0时导通，即：

同理，可知S₄是在U_AB＝-Vcc或U_AB＝+0时导通，即

根据单极性调制特点可得：

S₆＝C₁ (5)

根据上述分析，由A1、B1以及C1可得S₁～S₆的逻辑控制框图如图10所示。

进一步地，在本实施例中，为了验证复合式高性能三电平双降压式逆变器的正确性，搭建了基于MATLAB/simulink的电路仿真模型，P_w为输出功率，其它电路参数如表2所示。

表2 电路仿真参数

图11为输出电流i_L及其FFT分析，从图中可以看出，i_L为稳定正弦波形，总谐波畸变率THD为2.13％；图12为负载电压u_L和i_L的波形，从图中可以看出，u_L和i_L保持同相位，u_L的幅值约为200V，i_L的幅值约为5A。因此，本申请提出的复合式高性能三电平双降压式逆变器能实现稳定的逆变，且系统具有较高的功率因数和较低的THD。

复合式高性能三电平双降压式逆变器桥臂输出电压U_AB的波形如图13所示，从图中可以看出，U_AB为稳定的五电平，输出电压分别为200V，100V，0V，-100V，-200V。复合式高性能三电平双降压式逆变器续流二极管D₃的仿真波形如图14所示，从图中可以看出，续流二极管的电流峰值达到了20A。若该电流通过性能较差的IGBT体二极管，会损坏IGBT。复合式高性能三电平双降压式逆变器续流回路不通过IGBT体二极管，续流二极管可通过选择高性能的二极管，这样即可提高逆变器的可靠性。

以上所述的具体实施方式，对本实用新型的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本实用新型的具体实施方式而已，并不用于限定本实用新型的保护范围，凡在本实用新型的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本实用新型的保护范围之内。

Claims (1)

1.一种复合式高可靠性三电平双降压式逆变器，其特征在于，包括直流电压源Vcc、支撑电容C₁、支撑电容C₂、功率开关管S₁、功率开关管S₂、功率开关管S₃、功率开关管S₄、功率开关管S₅、功率开关管S₆、功率二极管D₁、功率二极管D₂、功率二极管D₃、功率二极管D₄、功率二极管D₅、功率二极管D₆、滤波电感L_a1、滤波电感L_a2、滤波电感L和滤波电容C_f以及负载电阻R；

其中，所述支撑电容C₁的一端与所述直流电压源Vcc的正极连接，所述支撑电容C₁的另一端与所述支撑电容C₂的一端连接，所述支撑电容C₂的另一端与所述直流电压源Vcc的负极连接；

所述功率开关管S₁的集电极与所述直流电压源Vcc的正极连接，所述功率开关管S₁的发射极与所述功率二极管D₁的阳极连接，所述功率二极管D₁的阴极与所述滤波电感L_a1的一端连接，所述滤波电感L_a1的另一端与所述功率开关管S₂的集电极连接，所述功率开关管S₂的发射极与所述功率开关管S₃的集电极连接，所述功率开关管S₃的发射极与所述功率开关管S₄的集电极连接，所述功率开关管S₄的发射极与所述直流电压源Vcc的负极连接；

所述功率二极管D₆的阳极与所述功率二极管D₁的阴极连接，所述功率二极管D₆的阴极与所述功率开关管S₁的集电极连接；所述功率二极管D₅的阳极与所述功率开关管S₃的发射极连接，所述功率二极管D₅的阴极与所述功率二极管D₄的阳极连接，所述功率二极管D₄的阴极与所述功率开关管S₂的集电极连接；

所述功率开关管S₅的集电极与所述功率开关管S₁的集电极连接，所述功率开关管S₅的发射极与所述功率二极管D₂的阳极连接，所述功率二极管D₂的阴极与所述滤波电感L_a2的一端连接，所述滤波电感L_a2的另一端与所述功率开关管S₆的集电极连接，所述功率开关管S₆的发射极与所述功率开关管S₄的发射极连接；

所述滤波电感L的一端与所述功率开关管S₂的发射极连接，所述滤波电感L的另一端与所述负载电阻R的一端连接，所述负载电阻R的另一端与所述功率二极管D₂的阴极连接；

所述滤波电容C_f的一端与所述功率开关管S₂的发射极连接，所述滤波电容C_f的另一端与所述功率二极管D₂的阴极连接；

所述功率二极管D₃的阳极与所述功率开关管S₆的集电极连接，所述功率二极管D₃的阴极与所述功率开关管S₅的集电极连接。

Images