CN113507228B - 一种少开关、无漏电流单级升压dc/ac变换器及其控制方法 - Google Patents

一种少开关、无漏电流单级升压dc/ac变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种少开关、无漏电流单级升压DC/AC变换器及其控制方法，涉及电力电子变换器技术领域,包括功率开关管S1、S2、S3和S4，二极管D、电感L1、L2和开关电容CC，二极管D的阳极端连接输入电源Uin一端，二极管D的阴极端连接电感L1的一端，开关电容CC一端连接电感L1另一端和功率开关管S1与S4的A端，开关电容CC另一端连接功率开关管S2和S3的C端；同时，本发明在使用时，通过采用的开关管S2和S3在整个周期内以工频方式开关，开关管S1和S4仅在各自工作的半周期内高频动作，控制方式较简单，且选用的高频开关仅需两个，不仅节约了成本，也能很好的减小变换器正常工作时的开关损耗，提高系统的效率。

Description

一种少开关、无漏电流单级升压DC/AC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子变换器技术领域，具体的是一种少开关、无漏电流单级升压DC/AC变换器及其控制方法。
背景技术
随着全球能源供应的不断紧缺，电力电子变换装置被广泛应用于交通、国防、船舶和生活等各领域，以实现不同频率、幅值、电压波形等电能形式的变换。
逆变器是一种将直流输入的电压或电流转换成交流输出的电压或电流的变换器，被广泛的应用于新能源发电系统、电力驱动系统、可再生能源分布式发电的控制与变换、有源电力滤波器、交流不间断电源等场合。因此，研究具有可靠性、高效性、体积小、效率高、功率密度大的升压逆变器具有重要现实意义。
传统的小功率逆变系统主要由直流升压电路和逆变电路这两级实现，也即通过前一级增加的直流斩波电路对输入先进行升压操作，而后再通过后一级逆变拓扑对所抬升的电压进行逆变。此类结构不仅满足了光伏电池板在不同环境下的输出特性，使得输入侧可以在较宽的电压范围内随意变换，也使得对电路拓扑的运行控制比较容易。但增加的功率传输级数不仅增加了元器件数量，也减小了系统的功率密度，且不利于系统效率的改善。
近些年，越来越多的学者与高校研究人员开始将研究方向转为单级式的升压逆变器结构。以2002年彭方正提出的Z源逆变器(Z-source inverter,ZSI)为代表的单级式升压逆变器具有独特的性能，解决了传统电压源逆变器的一些不足。它允许同一桥臂上管直通从而实现其升降压变换的功能，提高了逆变器可靠性，并且避免了由死区引起的输出波形畸变。但是这种逆变器拓扑具有结构复杂、直流母线电压低于电容电压等一系列问题，想要应用于实际，还需更多的研究与验证。
在文献《ANovel Single Stage Zero Leakage CurrentTransformer-lessInverter for Grid ConnectedPV Systems》IEEE2015中，公开了一种无漏电流单级式的升压逆变器。该逆变器拥有固有的Buck-Boost变换器的升降压能力，使得输出电压既可高于输入电压，也可低于输入电压。并且在光伏阵列的负极端子和电网中性点之间具有公共接地，这确保了低直流输入电压和零漏电流通过光伏阵列的寄生电容，有效的抑制了共模电流的产生。其不足之处在于，该变换器的提出是为了降低光伏阵列电压转换中的漏电流，但是该变换器结构中的开关管较多，且大多工作在高频状态下，导致整个系统体积增大，损耗增加，同时也降低了系统的效率与可靠性。
发明内容
为解决上述背景技术中提到的不足，本发明的目的在于提供一种少开关、无漏电流单级升压DC/AC变换器及其控制方法，本发明旨在提供一种具有更强升压能力、更高集成度、更高效的升压逆变器。
本发明的目的可以通过以下技术方案实现：
一种少开关、无漏电流单级升压DC/AC变换器，包括功率开关管S1、S2、S3和S4，二极管D、电感L1、L2和开关电容CC；
二极管D的阳极端连接输入电源Uin一端，二极管D的阴极端连接电感L1的一端；
开关电容CC一端连接电感L1另一端和功率开关管S1与S4的A端；
开关电容CC另一端连接功率开关管S2和S3的C端；
功率开关管S4的C端和功率开关管S3的A端连接于节点a；
输入电源Uin另一端、功率开关管S1的C端和功率开关管S2的A端连接于节点b；
节点a和b形成输出端。
进一步地，所述节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网或负载R。
进一步地，其特征在于，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L2和滤波电容C0，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端与滤波电容C0一端和电网或负载R一端连接，滤波电容C2另一端和电网或负载R另一端与节点b连接。
一种少开关、无漏电流单级升压DC/AC变换器的控制方法，其特征在于：
在输出电压uo小于零的负半周期，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S3导通，S2、S4断开，二极管D导通，输入电源Uin给电感L1充电储能，iL1以固定斜率增加。相同时刻，母线电容CC给负载侧提供能量，iL2线性上升；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S3导通，S1、S2、.S4断开，二极管D保持导通；输入电源Uin和电感L1通过功率开关管S2的体二极管给电容CC充电，电感L1处于放电连续状态；存储在滤波电感L2的能量通过功率开关管S3和S2的反并联二极管释放到负载侧，iL2逐渐减小；当iL1降至零时，二极管D关断，电感L1处于电流断续状态。
在输出电压uo大于零的正半周期，当调制波大于载波时，控制功率开关管S2、S4导通，S1、S3断开，二极管D保持关断；母线电容CC给滤波电容和负载侧提供能量；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S2导通，S1、S3、.S4断开，二极管D保持关断；
存储在滤波电感L2的能量通过功率开关管S2和S3的反并联二极管释放到负载侧。
本发明的有益效果：
(1)本发明的一种无漏电流单级式DC/AC升压变换器及其控制方法，所采用的开关管S2和S3在整个周期内以工频方式开关，开关管S1和S4仅在各自工作的半周期内高频动作，控制方式较简单，且选用的高频开关仅需两个，不仅节约了成本，也能很好的减小变换器正常工作时的开关损耗，提高系统的效率。
(2)本发明的一种无漏电流单级式DC/AC升压变换器及其控制方法，相较于一些相同性能的单级式逆变器结构，所用开关管、二极管数量更少，结构和控制方案更为简单，整体的集成度也更高，同时也具有开关损耗小、成本低、效率高等优点。
(3)本发明的一种无漏电流单级式DC/AC升压变换器及其控制方法，所采用的结构更加简单，电源负极与负载中性点相连，从结构本身消除了漏电流的影响，提高了系统可靠性。
(4)本发明的一种无漏电流单级式DC/AC升压变换器及其控制方法，它的升压能力较高，能够同时完成升压和逆变功能，效率较高，输入测电源电压可满足在一定区间内任意改变，较好的适应了输入电源较宽范围变换的要求。
(5)本发明的一种无漏电流单级式DC/AC升压变换器及其控制方法，在传统两级串联的升压逆变器中，前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本申请的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一个滤波器，占用空间小；
(6)本发明的一种无漏电流单级式DC/AC升压变换器及其控制方法，在电源输入侧所加的二极管D可以有效的防止输入侧电流的倒灌。
附图说明
图1是本发明实施例1的电路结构示意图；
图2是本发明工作模态一的示意图。
图3是本发明工作模态二的示意图。
图4是本发明工作模态三的示意图。
图5是本发明工作模态四的示意图。
图6是本发明工作模态五的示意图。
图7是本发明实施例1-3中各个功率开关管的驱动波形示意图。
图8是本发明关键电流和电压波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，需要理解的是，术语“开孔”、“上”、“下”、“厚度”、“顶”、“中”、“长度”、“内”、“四周”等指示方位或位置关系，仅是为了便于描述本发明和简化描述，而不是指示或暗示所指的组件或元件必须具有特定的方位，以特定的方位构造和操作，因此不能理解为对本发明的限制。
滤波器输出端电压，即负载R两端的电压记为输出电压uo，对应输出电压幅值Uom；节点a和b之间的电压记为uab；功率开关管S1、S2、S3和S4可以使用IGBT，也可以使用MOSEFET等其他功率开关管。当使用IGBT时，功率开关管S1、S2、S3和S4的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S1、S2、S3和S4的集电极、基极和发射极，当使用MOSEFET时，功率开关管S1、S2、S3和S4的A端、B端和C端分别对应代表功率开关管S1、S2、S3和S4的漏极、栅极和源极。
实施例1
如图1所示，一种无漏电流单级式升压逆变器，包括功率开关管S1、S2、S3和S4，二极管D、电感L1、L2和开关电容CC；二极管D的阳极端连接输入电源Uin一端，二极管D的阴极端连接电感L1的一端；开关电容CC一端连接电感L1另一端和功率开关管S1与S4的A端；开关电容CC另一端连接功率开关管S2和S3的C端；功率开关管S4的C端和功率开关管S3的A端连接于节点a；输入电源Uin另一端、功率开关管S1的C端和功率开关管S2的A端连接于节点b；节点a和b形成输出端。
不同于现有技术中的升压变换器和逆变器的串联组合构成的升压逆变器，本申请的发明人创造性地提出了一种无漏电流单级式升压逆变器，克服了传统两级逆变器的缺点，能够同时完成升压和逆变功能，升压能力也较高；所用的开关管、二极管数量更少，从而降低了开关损耗以及成本；且结构更为简单，使得整体的集成度也更高。
实施例2
如图1，本实施例的一种无漏电流单级式升压逆变器，在实施例1的基础上，还包括滤波器，所述的节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端与负载R连接，进一步地，在本实施例中，滤波器为LC型，包括滤波电感L2和滤波电容C0，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端与滤波电容C0一端和电网或负载R一端连接，滤波电容C0另一端和电网或负载R另一端与节点b连接。
本实施例完成升压逆变，滤波器的输出端，即输出电压uo直接为负载R供电，或者将输出电压uo反馈到电网中去。
本实施例还包括一种无漏电流单级式升压逆变器的控制方法，向功率开关管S1、S2、S3、和S4的门极输入控制信号，波形如图8所示，从上至下依次为功率开关管S1、S2、S3和S4门极输入信号，其中开关管S2和S3在整个周期内以工频方式开关，开关管S1和S4仅在各自工作的半周期内高频动作，与背景技术中的对比文献(《A Novel Single Stage ZeroLeakage Current Transformer-less Inverter for Grid Connected PV Systems》)相比，该文献中有四个功率开关管均处于高频状态下工作，这必将增大开关损耗、降低功率开关管的使用寿命，进而降低整个升压逆变器的转换效率和使用寿命；另外该文献的功率开关管的数量比本申请要多两个，这也必将大大的增大升压逆变器的体积；而本申请的升压逆变器的电路结构创造性的解决了以上问题，其工作模态包括模态一、模态二、模态三、模态四和模态五，详细情况如下：
模态一
结合图2和图8，在输出电压uo小于零的负半周期，当调制波大于载波时，也即在t0时刻，开关管S1，S3导通，开关管S2，S4关断。电流的流通路径如图2所示。此时，电源Uin通过开关管S1给电感L1充电，流过电感L1的电流线性增加。同时，母线电容CC通过开关管S1和S3给负载供电，滤波电感电流iL2线性上升。直到t1时刻，开关管S1关断，本模态结束。
模态二
结合图3和图7，当调制波小于载波时，也即在t1时刻，开关管S3保持导通，开关管S1、S4关断，开关管S2通过反并联二极管导通，电流流通路径如图3所示。电源Uin和电感L1共同给电容CC充电，电感电流iL1线性下降。滤波电感L2通过开关管S3和开关管S4的反并联二极管给负载供电，滤波电感电流iL2逐渐减小。当电感电流iL1为零时，此模态结束。
模态三
结合图4和图8，当调制波小于载波时，也即在t2时刻，开关管S1，S4保持关断，开关管S3和开关管S2的反并联二极管仍旧导通，电流流通路径如图4所示。此时，滤波电感L2继续给负载供电，电源Uin不工作。直到开关管S4导通，此模态结束。
在整个负半周期，电路循环模态一到模态三的工作过程。
模态四
结合图5和图8，在输出电压uo大于零的正半周期，当调制波大于载波时，也即在t4时刻，开关管S4和开关管S2导通，开关管S1和开关管S3关断，电流流通路径如图5所示。电容CC通过开关管S4和开关管S2给负载供电，流过滤波电感L2的电流逐渐上升，当开关管S4关断时，此模态结束。
模态五
结合图6和图8，当调制波小于载波时，也即在t5时刻，开关管S2保持导通，开关管S1，S3和S4关断，电流流通路径如图6所示。电感L2通过开关管S2和开关管S3的反并联二极管给负载继续供电，电流iL2逐渐减小。
整个正半周期电路循环模态四与模态五的工作过程。
经过比对，本实施例的一种单级升压逆变器的工作原理不同于传统的升压变换器和逆变器组合的升压逆变方式，主要包括以下几点：
1、本申请的升压逆变器是一体的，单级的，不需要考虑升压变换器输出端和逆变器输入端之间互相匹配的问题，集成度高；
2、传统两级串联的升压逆变器的前级升压变换器的输出端需要设置滤波器，后级逆变器输出端也需要设置滤波器，滤波器占用空间大，且设计繁琐，无疑会增大整个电路的体积及电路设计成本，本申请的单级式升压逆变器创造性地克服了上述缺点，仅需一个滤波器，占用空间小；
3、传统两级串联的升压逆变器还需要考虑前级输出与后级输入相匹配的问题，增大了设计了成本，本申请的单级式升压逆变器不存在这一问题；
4、本申请与升压变换器和全桥逆变电路组合的升压逆变方式相比，本申请中各个开关工作的模态与之完全不同，通过控制二极管和功率开关管组合导通和关断作用形成模态一至五，最终可以实现较高升压比；
5、本申请的单级式升压逆变器，它的升压能力较高，能够同时完成升压和逆变功能，效率较高，输入测电源电压可满足在一定区间内任意改变，较好的适应了输入电源较宽范围变换的要求。
6、本申请的单级式升压逆变器功率开关管的控制电路简单，设计方便，成本低，不像传统两级串联的升压逆变器，前后级需要分别控制，电路设计和控制成本高。
相比Z源逆变器拓扑结构较复杂、直流母线电压低于电容电压、电压增益受到直通占空比和调制比的限制等缺点，本发明具有电压增益高，功率开关器件少，开关损耗小等优点；
与其他单级升压逆变器相比：
1、本申请的升压逆变器显著减少了元件数量，降低了系统成本并提高了集成度；
2、与传统的两级式升压逆变器相比，不需要考虑前后级匹配的问题，且大幅提高升压比，电压可调范围广；
3、仅采用了四个功率开关管，且仅有两个功率开关管在各自半周期内高频动作，降低了开关损耗，逆变效率高；
4、本申请的升压逆变器工作在DCM模式下，所选取的电感值小，成本低，集成度高，升压能力也更强；
6、产生任意期望的输出交流电压，特别是比输入电压高的电压；
7、输出电压/电流的THD较低；
8、输入电流纹波较小；
9、采用单闭环输出电压控制的方法，结构简单，动态响应快，跟踪性能好，对电源及负载的波动具有较强的抑制能力。
实施例3
本实施例的一种无漏感电流单级式升压逆变器，基本结构同实施例1或2，进一步地，电容CC为储能元件，起到能量转化的作用；电源输入侧所加二极管D可以有效的防止输入侧电流的倒灌，增加了系统可靠性。本实施例的一种单级升压逆变器的控制方法同实施例2。
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“示例”、“具体示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
以上显示和描述了本发明的基本原理、主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。

Claims (3)

1.一种少开关、无漏电流单级升压DC/AC变换器，其特征在于，包括功率开关管S1、S2、S3和S4，二极管D、电感L1、L2和开关电容CC；
二极管D的阳极端连接输入电源Uin一端，二极管D的阴极端连接电感L1的一端；
开关电容CC一端连接电感L1另一端和功率开关管S1与S4的A端；
开关电容CC另一端连接功率开关管S2和S3的C端；
功率开关管S4的C端和功率开关管S3的A端连接于节点a；
输入电源Uin另一端、功率开关管S1的C端和功率开关管S2的A端连接于节点b；
节点a和b形成输出端；
一种少开关、无漏电流单级升压DC/AC变换器的控制方法，其特征在于：
在输出电压uo小于零的负半周期，当调制波大于载波时，控制功率开关管S1、S3导通，S2、S4断开，二极管D导通，输入电源Uin给电感L1充电储能，iL1以固定斜率增加； 相同时刻，母线电容CC给负载侧提供能量，iL2线性上升；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S3导通，S1、S2、S4断开，二极管D保持导通；输入电源Uin和电感L1通过功率开关管S2的体二极管给电容CC充电，电感L1处于放电连续状态；存储在滤波电感L2的能量通过功率开关管S3和S2的反并联二极管释放到负载侧，iL2逐渐减小；当iL1降至零时，二极管D关断，电感L1处于电流断续状态；
在输出电压uo大于零的正半周期，当调制波大于载波时，控制功率开关管S2、S4导通，S1、S3断开，二极管D保持关断；母线电容CC给滤波电容和负载侧提供能量；
当调制波小于载波时，控制功率开关管S2导通，S1、S3、S4断开，二极管D保持关断；
存储在滤波电感L2的能量通过功率开关管S2和S3的反并联二极管释放到负载侧。
2.根据权利要求1所述的一种少开关、无漏电流单级升压DC/AC变换器，其特征在于，所述节点a和b与滤波器的输入端连接，滤波器的输出端连接电网或负载R。
3.根据权利要求2所述的一种少开关、 无漏电流单级升压 DC/AC变换器，其特征在于，所述的滤波器为LC型，包括滤波电感L2和滤波电容C0，滤波电感L2一端与节点a连接，滤波电感L2另一端与滤波电容C0一端和电网或负载R一端连接，滤波电容C2另一端和电网或负载R另一端与节点b连接。
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