CN110912407B - 一种宽范围高频直流变换装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种新型的宽范围高频直流变换装置，所述直流变换装置包括Buck模块M₁、第一耦合电感L₁、第二耦合电感L₂、第一三电平Boost模块M₂、第二三电平Boost模块M₃、第一支撑电容C₁以及第二支撑电容C₂。本发明Boost电路采用交错三电平控制策略，电感电流频率提高至开关频率的4倍，并且本发明利用耦合电感漏感，可以实现开关器件和二极管的软开关，降低了器件损耗，改善EMI特性。此外，通过前级Buck电路与后级Boost电路级联，扩宽了对输入输出电压的适应范围，并能实现输出侧短路限流运行。同时前级Buck电路可以实现软上电功能，无需额外软上电电路，进一步提高了本发明装置的功率密度。

Description

一种宽范围高频直流变换装置

技术领域

本发明涉及一种新型的宽范围高频直流变换装置，属于电力电子变换领域，具体适用于宽范围输入输出、高功率密度、高效大功率变换以及需要短路限流的应用场合。

背景技术

在新能源微网、直流配网以及全电船舶等应用领域，电力网络内的能源系统通常是风力发电机组、太阳能电池以及储能系统，这些能源系统输出直流电压通常范围宽、波动大，而直流用电负荷通常需要稳定的直流电压，不同直流负荷需要的直流电压也各不相同，因此需要适应宽输入输出范围的直流变换装置。同时直流电网由于保护困难，直流短路电流难以灭弧切断，需要直流变换装置自身具备短路限流能力，从而提高直流电网的安全性。此外，在船舶、家用等领域，需要直流变换装置高效、高密度，从而节省电力以及空间成本。总之，在新能源微网、直流配网以及全电船舶等场景中，联接直流网络的直流变换装置应具备适应宽输入输出范围、可短路限流、高效和高功率密度的特点。

Buck和Boost电路是直流变换装置中最常用的拓扑结构之一，其具备控制简单、开关器件少等优点，在工业用直流变换领域已广泛应用。然而Buck电路主要应用于降压场合，Boost电路主要用于升压场合，均有其特殊的应用场景，不适应宽电压范围。将Buck和Boost电路级联可以有效适应更宽电压范围，但两级变换导致效率降低，同时为提高变换器输出性能，滤波电感和电容都较大。为适应大功率应用场合，通常可以将多个Buck和Boost电路并联，与此同时会导致电感使用数量也倍增，体积重量都大幅度增加。而且由于常规的Buck和Boost电路均不能实现软开关，电路效率较低，EMI特性较差，为改善特性又必须增加很多的EMI滤波措施。

因此，在现有技术状态下，直流变换装置如何适应宽范围的输入输出电压，同时保证高效、高密度，并且如何提高直流电网安全性等方面都还有待解决。

发明内容

针对上述问题，本发明提出了一种新型的宽范围高频直流变换装置，采用Buck电路与交错并联三电平Boost电路级联的拓扑结构，通过前级Buck电路与后级Boost电路级联，扩宽了对输入电压的适应范围，并能实现输出侧短路限流运行。前级Buck电路可以实现软上电功能，无需额外软上电电路，提高了本发明装置的功率密度。前级Buck和后级三电平Boost电路共用电感，同时电感采用耦合电感设计，Boost电路采用交错三电平控制策略，电感电流频率提高至开关频率的4倍，使得电感的体积重量大幅度减小。利用耦合电感漏感，还可以实现开关器件和二极管的软开关，降低了器件损耗，改善EMI特性。

具体而言，本发明提供了一种新型的宽范围高频直流变换装置，所述直流变换装置包括1个Buck模块M₁，2个耦合电感L₁、L₂，2个三电平Boost模块M₂、M₃，和2个支撑电容C₁、C₂。输入侧连接Buck模块M₁，Buck模块M₁连接2个耦合电感L₁、L₂，耦合电感连接2个三电平Boost模块M₂、M₃，Boost模块M₂、M₃连接两个支撑电容C₁、C₂，C₁、C₂串联后从正负极两端输出。

Buck模块M₁包括开关管Q₁和二极管QD₁。直流输入端V_in的正极连接至开关管Q₁的集电极，直流输入端V_in的负极连接至二极管QD₁的阳极，二极管QD₁的阴极与开关管Q₁的发射级相连。

每个耦合电感包括三个连接端子A、B、C，二极管QD₁的阴极与耦合电感L₁的A端子连接，二极管QD₁的阳极与耦合电感L₂的A端子连接。

特别的，每个耦合电感是由两个电感相互耦合绕制而成，两个电感的其中一个同名端连接在一起作为A端子，两个电感的另一个同名端分别作为B、C端子。每个耦合电感还可进一步扩展为n个电感耦合，后端连接n个三电平Boost模块。

2个三电平Boost模块分别是M₂和M₃，M₂包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂，以及M₃包括第三开关管S₃、第四开关管S₄、第三二极管D₃、第四二极管D₄。耦合电感L₁的C端子连接第一开关管S₁的集电极和第一二极管D₁的阳极，耦合电感L₂的C端子连接第二开关管S₂的发射极和第二二极管D₂的阴极，第一开关管S₁的发射极与第二开关管S₂的集电极相连形成模块M₂的中点O端点；耦合电感L₁的B端子连接第三开关管S₃的集电极和第三二极管D₃的阳极，耦合电感L₂的B端子连接第四开关管S₄的发射极和第四二极管D₄的阴极，第三开关管S₃的发射极与第四开关管S₄的集电极相连形成模块M₃的中点O端点。

2个支撑电容C₁、C₂串联，C₁的负极与C₂的正极连接，形成串联电容的中点O端点。第一二极管D₁、第三二极管D₃的阴极与C₁的正极连接，并与输出Vo的正极连接；第二二极管D₂、第四二极管D₄的阳极与C₂的负极连接，并与输出Vo的负极连接；模块M₂的中点O、模块M₃的中点O与串联电容的中点O连接到一起形成统一的中点O端点。

进一步的，所述三电平Boost模块之间采用交错三电平控制策略，所述开关管S₁、S₃以及S₂、S₄具有相同的开关频率和占空比，但其驱动信号的相位相差180°。当拓展至n个模块时，驱动信号的相位则依次相差360°/n，开关管的开通时刻依次相差T_s/n，T_s＝1/f_s为开关管的开关周期，f_s为开关管的开关频率。

进一步的，所述直流变换装置输出侧开路、支撑电容C₁和C₂电压为零时，前级Buck模块工作，Boost模块不工作，Buck模块开关管Q₁占空比缓慢增加可以实现支撑电容C₁和C₂的缓上电；所述直流变换装置输出侧短路时，前级Buck模块工作，Boost模块不工作，通过对Buck模块开关管Q₁占空比的控制，可以实现输出恒流运行。

更进一步的，所述直流变换装置正常工作时，Buck模块开关管Q₁占空比为d1，Boost模块开关管S₁、S₃的占空比为d2，则输出电压与输入电压的变比为2×d1×V_in/(2-4×d2)。

更进一步地，所述宽范围高频直流变换装置具有四种工作模式：第一种Boost模式，第二种Boost模式，Buck-Boost模式以及Buck模式，第一种Boost模式中，关闭所述Buck电路，仅由2个交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃工作，控制所述第一三电平Boost模块M₂和第二三电平Boost模块M₃中的开关管，使得每四分之一周期，交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃内仅一个boost电路导通，一个周期内，交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃交错导通，形成四个boost电路对输出电容中的一个进行充电；

第二种Boost模式中，关闭所述Buck电路，仅由2个交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃工作，控制所述第一三电平Boost模块M₂和第二三电平Boost模块M₃中的开关管，使得每四分之一周期，交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃内仅一个boost电路导通，一个周期内，交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃交错导通，形成四个boost电路对两个输出电容同时充电；

在Buck-Boost模式中，使所述Buck模块导通，Buck模块以及Buck-Boost模块整周期工作；

在Buck模式中，使所述交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃不工作，Buck模块整周期工作。

更进一步的，高频变换装置通过根据所述Buck模块M₁的输入电压V_in与所述高频变换装置的输出电压V_o之间的关系进行如下切换；

当所述输入电压V_in低于输出电压V_o/2时，控制所述高频变换装置工作在第一种Boost模式；

当输入电压V_in大于等于V_o/2且小于V_o时，控制所述高频变换装置切换到第二种Boost模式；

当输入电压V_in接近V_o，V_in大于V_o-V_d且小于V_o+V_d时，其中V_d为一小电压常数，控制所述高频变换装置切换到Buck-Boost模式；

当输入电压V_in大于等于V_o+V_d时，控制所述高频变换装置切换到Buck工作模式；

当输入电压V_in大于V_o+V_d并逐渐降低至小于V_o/2时，控制所述高频变换装置从Buck模式逐渐切换到第一种Boost模式。

所述模式还包括保护模式，当输入端或输出端短路故障时，宽范围高频直流变换装置工作在保护模式下，此时开关管Q₁分断，第一开关管S₁，第二开关管S₂，第三开关管S₃，第四开关管S₄闭合。此时电感电流既不流经输入，也不流经输出，通过在内部续流实现短路保护的功能。当短路故障消除时，控制所述高频变换装置退出保护模式，根据输入电压V_in与输出电压V_o的关系切换到其他四种工作模式中。

在所述第一Boost模式中，在第一四分之一周期，控制所述第二开关管S₂开通关断，第一开关管S₁常闭，第三开关管S₃以及第四开关管S₄常断；在第二四分之一周期，控制第三开关管S₃开通关断，第二开关管S₂常闭，第一开关管S₁以及第四开关管S₄常断；在第三四分之一周期，控制第四开关管S₄开通关断，第三开关管S₃常闭，第一开关管S₁以及第二开关管S₂常断；在第四四分之一周期，控制第一开关管S₁开通关断，第四开关管S₄常闭，第二开关管S₂以及第三开关管S₃常断。

在第二boost模式中，在第一四分之一周期，控制第一开关管S₁开通关断，第二开关管S₂，第三开关管S₃以及第四开关管S₄常断；在第二四分之一周期，控制第二开关管S₂开通关断，第一开关管S₁，第三开关管S₃以及第四开关管S₄常断；在第三四分之一周期，控制第三开关管S₃开通关断，第一开关管S₁，第二开关管S₂以及第四开关管S₄常断；在第四四分之一周期，控制第四开关管S₄开通关断，第一开关管S₁，第二开关管S₂以及第三开关管S₃常断。

控制可以通过向高频变换装置中的各个开关管发出驱动信号实现。

本发明的宽范围高频直流变换装置的优点在于：

(1)前级Buck电路与后级Boost电路共用电感电容滤波电路，节省了无源器件，提高了功率密度；

(2)L₁、L₂采用耦合电感，M₂、M₃采用交错三电平控制策略，电感电流频率提高至开关频率的4倍，使得电感的体积重量进一步减小；

(3)利用耦合电感漏感，可以实现开关管的零电流开通和二极管的零反向恢复电流，提高了装置的效率和改善了EMI特性；

(4)通过前级Buck电路与后级Boost电路级联，扩宽了对输入输出电压的适应范围；

(5)前级Buck电路可以实现对输出电容的缓上电功能，节省了缓上电电路，进一步提高了功率密度；

(6)前级Buck电路可以实现短路时的限流运行功能，提高了直流电网的安全性。本发明实现了输入的宽范围运行，同时具有高效与高功率密度的特点。通过合理设计该装置的控制过程，发掘该装置的能力，完善该装置的功能，使其能够应对各种工作条件。

附图说明

图1是本发明提供的一种新型的宽范围高频直流变换装置的主电路图；

图2是为高频直流变换装置的各模式的切换示意图；

图3所示为输入电压分别为300VDC时，输出电压900VDC，功率100kW时的装置输入输出电压电流以及各开关管驱动波形；

图4所示为输入电压分别为900VDC时，输出电压900VDC，功率100kW时的装置输入输出电压电流以及各开关管驱动波形；

图5所示为输入电压分别为1500VDC时，输出电压900VDC，功率100kW时的装置输入输出电压电流以及各开关管驱动波形；

图6所示为输入电压300VDC且输出侧短路时的装置输入输出电压电流以及各开关管驱动波形；

图7所示为输入电压300VDC、输出电压900VDC、功率100kW时的电感电流细节以及各开关管驱动波形。

图8是第一Boost模式第一四分之一周期等效电路图；

图9是第一Boost模式第二四分之一周期等效电路图；

图10是第一Boost模式第三四分之一周期等效电路图；

图11是第一Boost模式第四四分之一周期等效电路图；

图12是第一Boost模式第四四分之一周期第一阶段等效电路图；

图13是第一Boost模式第四四分之一周期第二阶段等效电路图；

图14是第一Boost模式第四四分之一周期第三阶段等效电路图；

图15是第二Boost模式第一四分之一周期等效电路图；

图16是第二Boost模式第二四分之一周期等效电路图；

图17是第二Boost模式第三四分之一周期等效电路图；

图18是第二Boost模式第四四分之一周期等效电路图；

图19是第二Boost模式第一四分之一周期第一阶段等效电路图；

图20是第二Boost模式第一四分之一周期第二阶段等效电路图；

图21是第二Boost模式第一四分之一周期第三阶段等效电路图；

图22是Buck-Boost模式第一阶段等效电路图；

图23是Buck-Boost模式第二阶段等效电路图；

图24是Buck模式第一阶段等效电路图；

图25是Buck模式第二阶段等效电路图；

图26是保护模式等效电路图；

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明。

图1是根据本发明一个实施例的宽范围高频直流变换装置的主电路图。如图1所示，本实施例中的宽范围高频直流变换装置包括1个Buck模块M₁，2个耦合电感L₁、L₂，2个三电平Boost模块M₂、M₃，和2个支撑电容C₁、C₂。

从图1中可以看出，Buck模块M₁包括开关管Q₁和二极管QD₁。直流输入端V_in的正极连接至开关管Q₁的集电极，直流输入端V_in的负极连接至二极管QD₁的阳极，二极管QD₁的阴极与开关管Q₁的发射级相连。

每个耦合电感包括三个连接端子A、B、C，二极管QD₁的阴极与耦合电感L₁的A端子连接，二极管QD₁的阳极与耦合电感L₂的A端子连接。

2个三电平Boost模块分别是M₂和M₃，M₂包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂，以及M₃包括第三开关管S₃、第四开关管S₄、第三二极管D₃、第四二极管D₄。耦合电感L₁的C端子连接第一开关管S₁的集电极和第一二极管D₁的阳极，耦合电感L₂的C端子连接第二开关管S₂的发射极和第二二极管D₂的阴极，第一开关管S₁的发射极与第二开关管S₂的集电极相连形成模块M₂的中点O端点；耦合电感L₁的B端子连接第三开关管S₃的集电极和第三二极管D₃的阳极，耦合电感L₂的B端子连接第四开关管S₄的发射极和第四二极管D₄的阴极，第三开关管S₃的发射极与第四开关管S₄的集电极相连形成模块M₃的中点O端点。

2个支撑电容C₁、C₂串联，C₁的负极与C₂的正极连接，形成串联电容的中点O端点。第一二极管D₁、第三二极管D₃的阴极与C₁的正极连接，并与输出Vo的正极连接；第二二极管D₂、第四二极管D₄的阳极与C₂的负极连接，并与输出Vo的负极连接；模块M₂的中点O、模块M₃的中点O与串联电容的中点O连接到一起形成统一的中点O端点。

本实施例中，Buck模块开关管Q₁工作占空比为d1，Boost模块开关管S₁、S₃的工作占空比为d2，且S₁、S₃的相位互差180度，输出电压与输入电压的变比为2×d1×V_in/(2-4×d2)。

本发明的实施例参数如下：输入电压V_in的范围为300V～900VDC；输出电压V_o＝900VDC；额定功率100kW；电感L＝13.7μH(脉动频率60kHz)，耦合系数为0.9；电容C＝136μF；开关管皆为IGBT；二极管皆为快恢复二极管；开关频率f_s＝15kHz。

图3所示为输入电压分别为300VDC时，输出电压900VDC，功率100kW时的装置输入输出电压电流以及各开关管驱动波形；图4所示为输入电压分别为900VDC时，输出电压900VDC，功率100kW时的装置输入输出电压电流以及各开关管驱动波形；图5所示为输入电压分别为1500VDC时，输出电压900VDC，功率100kW时的装置输入输出电压电流以及各开关管驱动波形；图6所示为输入电压300VDC且输出侧短路时的装置输入输出电压电流以及各开关管驱动波形；图7所示为输入电压300VDC、输出电压900VDC、功率100kW时的电感电流细节以及各开关管驱动波形。

下面详细介绍本发明的直流变换装置的工作过程以及原理。

本发明的变换装置可以如图2中所示在5个模式之间进行切换，当然，主要的切换在上方的四个模式之间。当输入电压V_in大于等于V_o/2且小于V_o时，控制所述高频变换装置切换到第二种Boost模式；

当输入电压V_in接近V_o，V_in大于V_o-V_d且小于V_o+V_d时，其中V_d为一小电压常数，控制所述高频变换装置切换到Buck-Boost模式；

当输入电压V_in大于V_o+V_d时，控制所述高频变换装置切换到Buck工作模式；

当输入电压V_in大于V_o+V_d并逐渐降低至小于V_o/2时，控制所述高频变换装置从Buck模式逐渐切换到第一种Boost模式。

图8-图14示出了第一种Boost模式。在第一种Boost模式中，Q1常闭，Buck模块不工作，仅由两个三电平模块工作。图8-图11示出了第一种Boost模式中在一个周期内的四个等效工作过程。在图8的工作过程中，第二开关管S₂开通关断，第一开关管S₁常闭，第三开关管S₃以及第四开关管S₄常断，在这个工作过程中变换器等效为Boost变换器；接下来，第三开关管S₃开通关断，第二开关管S₂常闭，第一开关管S₁以及第四开关管S₄常断，在这个工作过程中变换器同样等效为Boost变换器；在图5的工作过程中，第四开关管S₄开通关断，第三开关管S₃常闭，第一开关管S₁以及第二开关管S₂常断，在这个工作过程中变换器同样等效为Boost变换器；接下来，第一开关管S₁开通关断，第四开关管S₄常闭，第二开关管S₂以及第三开关管S₃常断，在这个工作过程中变换器同样等效为Boost变换器。该变换器在一个周期内有四个等效的Boost工作过程，而每个开关均只在其中一个工作过程中开通关断，因此电感电流的频率是开关频率的4倍。具体的，以图11示出的工作过程为例进行阐述。在图12中，第一开关管S₁，第二开关管S₂，第三开关管S₃分断，第四开关管S₄闭合，由于输入电压V_in小于输出电压V_o的一半，电流i_L1线性下降。在图8中，第二开关管S₂，第三开关管S₃，分断，第一开关管S₁，第四开关管S₄闭合，在这个阶段下，i_L1k1由等于i_L1快速下降到0，i_L1k1由0快速上升到i_L1，在此阶段中，S₁实现了零电流开通，减小了开关损耗，提升了变换器的效率。在图14中，第二开关管S₂，第三开关管S₃，分断，第一开关管S₁，第四开关管S₄闭合，此时i_L1k1已经为0，电流i_L1线性上升。

图15-图21示出了第二种Boost模式。在第二种Boost模式中，Q1常闭，Buck模块不工作，仅由两个三电平模块工作。图15-图18示出了第二种Boost模式中在一个周期内的四个等效工作过程。在图15的工作过程中，第一开关管S₁开通关断，第二开关管S₂，第三开关管S₃以及第四开关管S₄常断，在这个工作过程中变换器等效为Boost变换器；在图11的工作过程中，第二开关管S₂开通关断，第一开关管S₁，第三开关管S₃以及第四开关管S₄常断，在这个工作过程中变换器同样等效为Boost变换器；在图17的工作过程中，第三开关管S₃开通关断，第一开关管S₁，第二开关管S₂以及第四开关管S₄常断，在这个工作过程中变换器同样等效为Boost变换器；在图18的工作过程中，第四开关管S₄开通关断，第一开关管S₁，第二开关管S₂以及第三开关管S₃常断，在这个工作过程中变换器同样等效为Boost变换器。该变换器在一个周期内有四个等效的Boost工作过程，而每个开关均只在其中一个工作过程中开通关断，因此电感电流的频率是开关频率的4倍。具体的，以图10示出的工作过程为例进行阐述。在图19中，第一开关管S₁，第二开关管S₂，第三开关管S₃，第四开关管S₄分断，电流i_L1线性下降。在图20中，第一开关管S₁闭合，第二开关管S₂，第三开关管S₃，第四开关管S₄分断，在这个阶段下，i_L1k1由等于i_L1快速下降到0，i_L1k1由0快速上升到i_L1，在此阶段中，S₁实现了零电流开通。在图16中，第一开关管S₁闭合，第二开关管S₂，第三开关管S₃，第四开关管S₄分断，此时i_L1k1已经为0，由于输入电压V_in大于输出电压V_o的一半，电流i_L1线性上升。

图22-图23示出了Buck-Boost工作模式。在Buck-Boost模式中，Buck模块以及Buck-Boost模块均工作。开关管Q₁，第一开关管S₁，第二开关管S₂，第三开关管S₃，第四开关管S₄同时开通和关断，此时变换器等效为一个Buck-Boost变换器。具体的，在图22中，开关管Q₁，第一开关管S₁，第二开关管S₂，第三开关管S₃，第四开关管S₄同时开通，电流i_L1线性下降。在图23中，开关管Q₁，第一开关管S₁，第二开关管S₂，第三开关管S₃，第四开关管S₄同时关断，电流i_L1线性上升。

图24-图25示出了Buck工作模式。在Buck模式中，第一开关管S₁，第二开关管S₂，第三开关管S₃，第四开关管S₄均常断，两个三电平Boost变换器不工作，仅由Buck模块工作，此时变换器等效为一个Buck变换器。具体的，在图24中，开关管Q₁闭合，电流i_L1线性上升。在图20中，开关管Q₁断开，电流i_L1线性下降。

图26示出了保护模式，当输入端或输出端短路故障时，宽范围高频直流变换装置工作在保护模式下。在这种工作模式下，开关管Q₁分断，第一开关管S₁，第二开关管S₂，第三开关管S₃，第四开关管S₄闭合。此时电感电流既不流经输入，也不流经输出，通过在内部续流实现短路保护的功能，等到短路切除后再回归到正常工作状态。

Claims (6)

1.一种宽范围高频直流变换装置，其特征在于，所述直流变换装置包括Buck模块M₁、第一耦合电感L₁、第二耦合电感L₂、第一三电平Boost模块M₂、第二三电平Boost模块M₃、第一支撑电容C₁以及第二支撑电容C₂，所述Buck模块M₁的两端连接直流输入电源的正、负极，所述Buck模块M₁的输出端分别连接第一耦合电感L₁和第二耦合电感L₂，所述第一耦合电感L₁的第一输出端口B连接所述第二三电平Boost模块M₃的第一输入端，第二输出端口C连接所述第一三电平Boost模块M₂的第一输入端，所述第二耦合电感L₂的第一输出端口B连接所述第二三电平Boost模块M₃的第二输入端，第二输出端口C连接所述第一三电平Boost模块M₂的第二输入端，所述第一、第二三电平Boost模块M₂、M₃具有第一、第二和第三三个输出端，第一输出端彼此并联连接至由两个支撑电容C₁、C₂串联形成的串联电路的第一端，第二输出端彼此并联连接至由两个支撑电容C₁、C₂串联形成的串联电路的第二端，第三输出端连接至所述支撑电容C₁、C₂之间，所述支撑电容C₁、C₂串联形成的串联电路的两端用作电路的输出端，所述宽范围高频直流变换装置具有四种工作模式：第一种Boost模式，第二种Boost模式，Buck-Boost模式以及Buck模式，第一种Boost模式中，关闭所述Buck模块，仅由2个交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃工作，控制所述第一三电平Boost模块M₂和第二三电平Boost模块M₃中的开关管，使得每四分之一周期，交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃内仅一个boost电路导通，一个周期内，交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃交错导通，形成四个boost电路对输出电容中的一个进行充电；

第二种Boost模式中，关闭所述Buck模块，仅由2个交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃工作，控制所述第一三电平Boost模块M₂和第二三电平Boost模块M₃中的开关管，使得每四分之一周期，交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃内仅一个boost电路导通，一个周期内，交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃交错导通，形成四个boost电路对两个输出电容同时充电；

在Buck-Boost模式中，使所述Buck模块导通，Buck模块以及Buck-Boost模块整周期工作；

在Buck模式中，使所述交错并联的三电平Boost模块M₂、M₃不工作，Buck模块整周期工作。

2.根据权利要求1所述的宽范围高频直流变换装置，其特征在于，所述Buck模块M₁包括开关管Q₁和二极管QD₁，直流输入端V_in的正极连接至开关管Q₁的集电极，直流输入端V_in的负极连接至二极管QD₁的阳极，二极管QD₁的阴极与开关管Q₁的发射级相连。

3.根据权利要求1所述的宽范围高频直流变换装置，其特征在于，第一三电平Boost模块M₂包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂,所述第一耦合电感L₁的第二输出端口C连接第一开关管S₁的集电极和第一二极管D₁的阳极，耦合电感L₂的第二输出端口C连接第二开关管S₂的发射极和第二二极管D₂的阴极，第一开关管S₁的发射极与第二开关管S₂的集电极相连形成第一三电平Boost模块M₂的中点O端点，用作其第三输出端。

4.根据权利要求1所述的宽范围高频直流变换装置，其特征在于，第二三电平Boost模块M₃包括第三开关管S₃、第四开关管S₄、第三二极管D₃、第四二极管D₄，其中，所述第一耦合电感L₁的第一输出端口B连接第三开关管S₃的集电极和第三二极管D₃的阳极，所述第二耦合电感L₂的第一输出端口B连接第四开关管S₄的发射极和第四二极管D₄的阴极，第三开关管S₃的发射极与第四开关管S₄的集电极相连形成模块M₃的中点O端点。

5.根据权利要求1所述的宽范围高频直流变换装置，其特征在于，高频直流变换装置通过根据所述Buck模块M₁的输入电压V_in与所述高频直流变换装置的输出电压V_o之间的关系进行如下切换；

当所述输入电压V_in低于输出电压V_o/2时，控制所述高频直流变换装置工作在第一种Boost模式；

当输入电压V_in大于等于V_o/2且小于V_o时，控制所述高频直流变换装置切换到第二种Boost模式；

当输入电压V_in接近V_o，V_in大于V_o-V_d且小于V_o+V_d时，其中V_d为一小电压常数，控制所述高频直流变换装置切换到Buck-Boost模式；

当输入电压V_in大于等于V_o+V_d时，控制所述高频直流变换装置切换到Buck工作模式；

当输入电压V_in大于V_o+V_d并逐渐降低至小于V_o/2时，控制所述高频直流变换装置从Buck模式逐渐切换到第一种Boost模式。

6.一种权利要求1所述的宽范围高频直流变换装置的应用，其特征在于，所述宽范围高频直流变换装置用于获取四倍电感频率的输出频率。

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