TWI723931B - 超高升壓交錯式直流轉換器 - Google Patents

超高升壓交錯式直流轉換器 Download PDF

Info

Publication number
TWI723931B
TWI723931B TW109126365A TW109126365A TWI723931B TW I723931 B TWI723931 B TW I723931B TW 109126365 A TW109126365 A TW 109126365A TW 109126365 A TW109126365 A TW 109126365A TW I723931 B TWI723931 B TW I723931B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
diode
capacitor
inductor
power switch
leakage inductance
Prior art date
Application number
TW109126365A
Other languages
English (en)
Other versions
TW202207597A (zh
Inventor
楊松霈
陳信助
黃昭明
林資祐
邱韋丞
林加耀
Original Assignee
崑山科技大學
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 崑山科技大學 filed Critical 崑山科技大學
Priority to TW109126365A priority Critical patent/TWI723931B/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI723931B publication Critical patent/TWI723931B/zh
Publication of TW202207597A publication Critical patent/TW202207597A/zh

Links

Images

Classifications

    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本發明係有關於一種超高升壓交錯式直流轉換器，其主要係令轉換器可分擔輸入電流，能有效降低電路中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合，且可使輸入電流漣波降低，降低電感的體積，同時不必操作在極大的導通比，具有低於輸出電壓的低電壓應力，可降低導通損失，提升整體效率，並可得到極高的升壓增益，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

Description

超高升壓交錯式直流轉換器
本發明係有關於一種超高升壓交錯式直流轉換器，尤其是指一種可分擔輸入電流，能有效降低電路中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合，且可使輸入電流漣波降低，降低電感的體積，同時不必操作在極大的導通比，具有低於輸出電壓的低電壓應力，可降低導通損失，提升整體效率，並可得到極高的升壓增益，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
按，對於直流升壓目的而言，理論上，操作在極高導通比的傳統升壓型〔boost〕轉換器能夠得到高電壓增益，但是實務上受到寄生元件的影響，電壓轉換比受限在約5倍以下，因此當電壓增益高達10倍左右的實務需求時，研發嶄新的高升壓轉換器拓樸是必要的。因此，於近幾年來，高升壓DC-DC轉換器是電力電子工程領域中常見的研究主題之一。
實務上操作在極大導通比的傳統升壓型轉換器其電壓增益是有所限制，而且轉換效率不佳。另一方面，操作在極大導通比的升壓型轉換器衍生了以下問題：容易產生很大的輸入電流漣波，使得太陽能電池模組輸出端的電解電容數量必須增加，減少燃料電池的使用壽命；另一方面，輸出二極體的反向恢復問題造成嚴重的反向恢復損失及EMI雜訊問題。
另，在轉換效率考量方面，由於環保意識高漲，節能減碳是各國的重要政策，轉換器的效率要求日益嚴苛，功率電子開關造成的功率損失必須善加考量。典型交錯式升壓型轉換器之功率開關與輸出二極體之電壓應力均為高壓的輸出電壓，由於高耐壓的MOSFET，一般都具有高導通電阻RDS(ON)的特性，導致較高的導通損失。
緣是，發明人有鑑於此，秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，針對現有之結構及缺失再予以研究改良，提供一種超高升壓交錯式直流轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。
本發明之主要目的在於提供一種超高升壓交錯式直流轉換器，主要係可分擔輸入電流，能有效降低電路中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合，且可使輸入電流漣波降低，降低電感的體積，同時不必操作在極大的導通比，具有低於輸出電壓的低電壓應力，可降低導通損失，提升整體效率，並可得到極高的升壓增益，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。
為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：
首先，請參閱第一圖本發明之電路圖所示，本發明之轉換器(1)主要於輸入電壓
Figure 02_image001
之正極分別連接第一輸入濾波電感
Figure 02_image003
之第一端、輸入濾波電容
Figure 02_image007
之負極及第二輸入濾波電感
Figure 02_image005
之第一端，而該輸入電壓
Figure 02_image113
之負極則進行接地，該第一輸入濾波電感
Figure 02_image003
之第二端分別連接第10二極體
Figure 02_image025
之正極及第11二極體
Figure 02_image027
之正極，該輸入濾波電容
Figure 02_image007
之正極分別連接第二耦合電感一次側
Figure 02_image039
之第一端、該第11二極體
Figure 02_image027
之負極、第一耦合電感一次側
Figure 02_image033
之第一端及第13二極體
Figure 02_image031
之負極，該第一耦合電感一次側
Figure 02_image033
形成有第一磁化電感
Figure 02_image045
，該第二耦合電感一次側
Figure 02_image039
形成有第二磁化電感
Figure 02_image047
，該第二輸入濾波電感
Figure 02_image005
之第二端分別連接第12二極體
Figure 02_image029
之正極及該第13二極體
Figure 02_image031
之正極，該第10二極體
Figure 02_image025
之負極分別連接第二功率開關
Figure 02_image059
之第一端、該第二耦合電感一次側
Figure 02_image039
之第二端、第2二極體
Figure 02_image011
之正極及第二電容
Figure 02_image063
之負極，於該第10二極體
Figure 02_image025
之負極與該第二耦合電感一次側
Figure 02_image039
之第二端之間形成有第二漏電感
Figure 02_image051
，該第2二極體
Figure 02_image011
為一箝位二極體，該第二電容
Figure 02_image063
為一箝位電容，該第二功率開關
Figure 02_image059
之第二端則予以接地，該第12二極體
Figure 02_image029
之負極分別連接第一功率開關
Figure 02_image057
之第一端、第一電容
Figure 02_image061
之負極、第1二極體
Figure 02_image009
之正極及該第一耦合電感一次側
Figure 02_image033
之第二端，於該第12二極體
Figure 02_image029
之負極與該第一耦合電感一次側
Figure 02_image033
之第二端之間形成有第一漏電感
Figure 02_image049
，第一電容
Figure 02_image061
為一箝位電容、第1二極體
Figure 02_image009
為一箝位二極體，該第一功率開關
Figure 02_image057
之第二端則予以接地，該第二電容
Figure 02_image063
之正極分別連接第四電容
Figure 02_image067
之負極、第二耦合電感二次側
Figure 02_image041
之第一端及該第1二極體
Figure 02_image009
之負極，該第2二極體
Figure 02_image011
之負極分別連接該第一電容
Figure 02_image061
之正極、第一耦合電感三次側
Figure 02_image037
之第一端及第三電容
Figure 02_image065
之負極，該第四電容
Figure 02_image067
之正極分別連接第4二極體
Figure 02_image015
之負極及第6二極體
Figure 02_image019
之正極，該第4二極體
Figure 02_image015
為切換二極體，該第6二極體
Figure 02_image019
為倍壓二極體，該第二耦合電感二次側
Figure 02_image041
之第二端連接第一耦合電感二次側
Figure 02_image035
之第一端，該第二耦合電感二次側
Figure 02_image041
與該第一耦合電感二次側
Figure 02_image035
形成有第二共同漏電感
Figure 02_image055
，該第二共同漏電感
Figure 02_image114
形成於該第一耦合電感二次側
Figure 02_image035
之第二端，令該第二共同漏電感
Figure 02_image114
與該第4二極體
Figure 02_image015
之正極及第六電容
Figure 02_image071
之負極連接，該第6二極體
Figure 02_image019
之負極與第六電容
Figure 02_image071
之正極連接至第8二極體
Figure 02_image023
之正極，該第8二極體
Figure 02_image023
為輸出二極體，該第三電容
Figure 02_image065
之正極分別連接第3二極體
Figure 02_image013
之負極及第5二極體
Figure 02_image017
之正極，該第3二極體
Figure 02_image013
為切換二極體，該第5二極體
Figure 02_image017
為倍壓二極體，該第一耦合電感三次側
Figure 02_image037
之第二端連接第二耦合電感三次側
Figure 02_image043
之第一端，該第一耦合電感三次側
Figure 02_image037
與該第二耦合電感三次側
Figure 02_image115
形成有第一共同漏電感
Figure 02_image053
，該第一共同漏電感
Figure 02_image116
形成於該第二耦合電感三次側
Figure 02_image117
之第二端，令該第一共同漏電感
Figure 02_image116
與該第3二極體
Figure 02_image013
之正極及第五電容
Figure 02_image069
之負極連接，該第5二極體
Figure 02_image017
之負極與該第五電容
Figure 02_image118
之正極連接至第7二極體
Figure 02_image021
之正極，該第7二極體
Figure 02_image021
為輸出二極體，該第8二極體
Figure 02_image023
之負極與該第7二極體
Figure 02_image119
之負極一併連接至輸出電容
Figure 02_image073
之正極與輸出負載
Figure 02_image075
之第一端，而該輸出電容
Figure 02_image120
之負極與該輸出負載
Figure 02_image075
之第二端則予以接地。
而該轉換器(1)在使用過程中，根據各開關切換和各二極體導通與否，可以將該轉換器(1)在一個切換週期
Figure 02_image121
的動作，分成十二個線性階段，請再參閱第二圖本發明之時序圖所示，以下將本發明分為十二個工作模式進行分析討論：
預備階段［
Figure 02_image123
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：ON、第二功率開關
Figure 02_image059
：ON、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：OFF、第4二極體
Figure 02_image015
：OFF、第5二極體
Figure 02_image017
：OFF、第6二極體
Figure 02_image019
：OFF、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：ON、第11二極體
Figure 02_image027
：OFF、第12二極體
Figure 02_image029
：ON、第13二極體
Figure 02_image031
：OFF］：請再一併參閱第三圖本發明之預備階段等效線性電路圖所示，第一功率開關
Figure 02_image057
與第二功率開關
Figure 02_image059
均保持為ON已經持續一段時間，輸入電壓
Figure 02_image001
分別跨於第一磁化電感
Figure 02_image045
、第一漏電感
Figure 02_image049
、第二磁化電感
Figure 02_image047
、第二漏電感
Figure 02_image051
，第一漏電感電流
Figure 02_image125
和第二漏電感電流
Figure 02_image127
呈線性上升，從能量觀點而言，第一、二耦合電感在本階段作儲存能量的動作。當
Figure 02_image129
，第一功率開關
Figure 02_image057
切換為OFF時，本階段結束。
第一階段［
Figure 02_image131
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：ON
Figure 02_image133
OFF、第二功率開關
Figure 02_image059
：ON、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：OFF、第4二極體
Figure 02_image015
：OFF、第5二極體
Figure 02_image017
：OFF、第6二極體
Figure 02_image019
：OFF、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：ON、第11二極體
Figure 02_image027
：OFF、第12二極體
Figure 02_image029
：ON
Figure 02_image135
OFF、第13二極體
Figure 02_image031
：OFF
Figure 02_image135
ON］：請再一併參閱第四圖本發明之第一階段等效線性電路圖所示，第一階段開始於
Figure 02_image136
，第一功率開關
Figure 02_image057
切換成OFF，第二功率開關
Figure 02_image059
保持為ON，第一漏電感電流
Figure 02_image125
對第一功率開關
Figure 02_image057
的寄生電容
Figure 02_image138
充電，第一功率開關
Figure 02_image057
的跨壓
Figure 02_image140
從0開始增加，由於寄生電容
Figure 02_image138
很小，所以本階段時間很短，此充電近乎線性充電，做為箝位二極體之第1二極體
Figure 02_image009
的逆向偏壓值開始減少，當
Figure 02_image142
，第一功率開關
Figure 02_image057
的跨壓
Figure 02_image140
上升至為箝位電容之第二電容
Figure 02_image063
的電壓
Figure 02_image144
，第1二極體
Figure 02_image009
開始導通，本階段結束。
第二階段［
Figure 02_image146
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：OFF、第二功率開關
Figure 02_image059
：ON、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF
Figure 02_image133
ON、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：OFF、第4二極體
Figure 02_image015
：OFF、第5二極體
Figure 02_image017
：OFF、第6二極體
Figure 02_image019
：OFF、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：ON、第11二極體
Figure 02_image027
：OFF、第12二極體
Figure 02_image029
：OFF、第13二極體
Figure 02_image031
：ON］：請再一併參閱第五圖本發明之第二階段等效線性電路圖所示，第二階段開始於
Figure 02_image148
，做為箝位二極體之第1二極體
Figure 02_image009
的逆向偏壓值降至零，第1二極體
Figure 02_image009
開始導通，由於做為箝位電容之遠大於寄生電容
Figure 02_image149
，因此第一漏電感電流
Figure 02_image125
絕大部分流經第1二極體
Figure 02_image009
、第二電容
Figure 02_image063
和第二功率開關
Figure 02_image059
，對第二電容
Figure 02_image063
充電，第一功率開關
Figure 02_image057
的跨壓
Figure 02_image150
被箝位在第二電容電壓
Figure 02_image144
，當
Figure 02_image151
，第二電容電壓
Figure 02_image144
上升使得做為切換二極體之第3二極體
Figure 02_image153
、做為倍壓二極體之第6二極體
Figure 02_image155
及做為輸出二極體之第7二極體
Figure 02_image157
的逆向偏壓值下降至零，第3二極體
Figure 02_image153
、第6二極體
Figure 02_image155
及第7二極體
Figure 02_image157
開始導通，本階段結束。
第三階段［
Figure 02_image159
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：OFF、第二功率開關
Figure 02_image059
：ON、第1二極體
Figure 02_image009
：ON、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：OFF
Figure 02_image133
ON、第4二極體
Figure 02_image015
：OFF、第5二極體
Figure 02_image017
：OFF、第6二極體
Figure 02_image019
：OFF
Figure 02_image133
ON、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF
Figure 02_image133
ON、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：ON、第11二極體
Figure 02_image027
：OFF、第12二極體
Figure 02_image029
：OFF、第13二極體
Figure 02_image031
：ON］：請再一併參閱第六圖本發明之第三階段等效線性電路圖所示，第三階段開始於
Figure 02_image161
，做為輸出二極體之第7二極體
Figure 02_image157
導通，第一漏電感電流
Figure 02_image125
分兩路徑流動：部分流經做為箝位二極體之第1二極體
Figure 02_image009
對第二電容
Figure 02_image063
充電；部分流經第一電容
Figure 02_image162
、耦合電感的二個繞組、第五電容
Figure 02_image164
和第7二極體
Figure 02_image166
對輸出電容
Figure 02_image120
充電，第1二極體電流
Figure 02_image167
下降，上側電路的耦合電感以返馳式模式操作，磁化電感儲存的能量藉由耦合電感傳遞至同相的二次側繞組及另一相交越耦合過來的三次側繞組，使得第3二極體
Figure 02_image169
導通，第3二極體電流
Figure 02_image170
對第三電容
Figure 02_image172
充電；同時，由於耦合電感的變壓器功能，下側電路的第6二極體
Figure 02_image174
導通，使得第四電容
Figure 02_image175
放電經由第6二極體
Figure 02_image177
對第六電容
Figure 02_image178
充電。第2二極體
Figure 02_image180
、第4二極體
Figure 02_image181
、第5二極體
Figure 02_image182
和第8二極體
Figure 02_image184
為OFF，在本階段，串聯連接做為箝位電容之第一電容
Figure 02_image186
，第一電容
Figure 02_image188
、第四電容
Figure 02_image189
、第五電容
Figure 02_image190
放電，第二電容
Figure 02_image191
、第三電容
Figure 02_image193
及第六電容
Figure 02_image194
充電。當
Figure 02_image195
，第1二極體
Figure 02_image197
的電流
Figure 02_image199
下降至零，第1二極體
Figure 02_image197
自然的截止，本階段結束。
第四階段［
Figure 02_image201
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：OFF、第二功率開關
Figure 02_image059
：ON、第1二極體
Figure 02_image009
：ON
Figure 02_image133
OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：ON、第4二極體
Figure 02_image015
：OFF、第5二極體
Figure 02_image017
：OFF、第6二極體
Figure 02_image019
：ON、第7二極體
Figure 02_image021
：ON、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：ON、第11二極體
Figure 02_image027
：OFF、第12二極體
Figure 02_image029
：OFF、第13二極體
Figure 02_image031
：ON］：請再一併參閱第七圖本發明之第四階段等效線性電路圖所示，第四階段開始於
Figure 02_image203
，流經做為箝位二極體之第1二極體
Figure 02_image009
的電流下降至零，第1二極體
Figure 02_image009
自然地截止，因此，對第1二極體
Figure 02_image009
而言沒有反向恢復問題。儲存在做為箝位電容之第一電容
Figure 02_image186
的能量持續傳遞至輸出負載
Figure 02_image075
。當
Figure 02_image204
，第一功率開關
Figure 02_image057
切換成ON，本階段結束。
第五階段［
Figure 02_image206
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：OFF
Figure 02_image133
ON、第二功率開關
Figure 02_image059
：ON、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：ON、第4二極體
Figure 02_image015
：OFF、第5二極體
Figure 02_image017
：OFF、第6二極體
Figure 02_image019
：ON、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：ON、第11二極體
Figure 02_image027
：OFF、第12二極體
Figure 02_image029
：OFF
Figure 02_image133
ON、第13二極體
Figure 02_image031
：ON
Figure 02_image133
OFF］：請再一併參閱第八圖本發明之第五階段等效線性電路圖所示，第五階段開始於
Figure 02_image208
，第一功率開關
Figure 02_image057
切換成ON，第二功率開關
Figure 02_image059
保持為ON。第一漏電感電流
Figure 02_image125
快速上升，當第一漏電感電流
Figure 02_image125
小於第一磁化電感
Figure 02_image045
之電流
Figure 02_image209
時，第一磁化電感
Figure 02_image045
的儲能仍然藉由耦合電感傳送到二次側。第3二極體
Figure 02_image013
及第6二極體
Figure 02_image019
仍保持如前一階段的導通狀態，第3二極體電流
Figure 02_image170
及第6二極體電流
Figure 02_image211
下降，第3二極體電流
Figure 02_image170
及第6二極體電流
Figure 02_image213
下降速率受第一共同漏電感
Figure 02_image053
和第二共同漏電感
Figure 02_image055
控制，因此可緩和第3二極體
Figure 02_image013
及第6二極體
Figure 02_image019
反向恢復問題。當
Figure 02_image214
，第一漏電感電流
Figure 02_image125
上升至等於第一磁化電感電流
Figure 02_image209
，第一磁化電感電流
Figure 02_image209
流至理想變壓器一次側之電流為零，第3二極體
Figure 02_image013
及第6二極體
Figure 02_image019
轉態成OFF，本階段結束。
第六階段［
Figure 02_image216
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：ON、第二功率開關
Figure 02_image059
：ON、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：ON
Figure 02_image133
OFF、第4二極體
Figure 02_image015
：OFF、第5二極體
Figure 02_image017
：OFF、第6二極體
Figure 02_image019
：ON
Figure 02_image133
OFF、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：ON、第11二極體
Figure 02_image027
：OFF、第12二極體
Figure 02_image029
：ON、第13二極體
Figure 02_image031
：OFF］：請再一併參閱第九圖本發明之第六階段等效線性電路圖所示，第六階段開始於
Figure 02_image218
，第一漏電感電流
Figure 02_image125
等於第一磁化電感電流
Figure 02_image209
，第3二極體
Figure 02_image013
及第6二極體
Figure 02_image019
轉態成OFF，第一功率開關
Figure 02_image057
和第二功率開關
Figure 02_image059
皆為ON。輸入電壓
Figure 02_image001
跨於兩個耦合電感的一次側，即跨於第一磁化電感
Figure 02_image045
、第一漏電感
Figure 02_image049
、第二磁化電感
Figure 02_image047
、第二漏電感
Figure 02_image051
，第一漏電感電流
Figure 02_image125
和第二漏電感電流
Figure 02_image127
呈線性上升，斜率均為
Figure 02_image219
，從能量觀點而言，兩個耦合電感一次側在本階段作儲存能量，當
Figure 02_image221
，第二功率開關
Figure 02_image059
切換成OFF，本階段結束。
第七階段［
Figure 02_image223
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：ON、第二功率開關
Figure 02_image059
：ON
Figure 02_image133
OFF、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：OFF、第4二極體
Figure 02_image015
：OFF、第5二極體
Figure 02_image017
：OFF、第6二極體
Figure 02_image019
：OFF、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：ON
Figure 02_image133
OFF、第11二極體
Figure 02_image027
：OFF
Figure 02_image133
ON、第12二極體
Figure 02_image029
：ON、第13二極體
Figure 02_image031
：OFF］：請再一併參閱第十圖本發明之第七階段等效線性電路圖所示，第七階段開始於
Figure 02_image225
，第一功率開關
Figure 02_image057
保持為ON，第二功率開關
Figure 02_image059
切換成OFF，第二漏電感電流
Figure 02_image127
對第二功率開關
Figure 02_image059
的寄生電容
Figure 02_image226
充電第二功率開關
Figure 02_image059
的跨壓
Figure 02_image228
從0開始增加，由於寄生電容
Figure 02_image230
很小，所以本階段時間很短，此充電近乎線性充電，做為箝位二極體之第2二極體
Figure 02_image231
的逆向偏壓值開始減少，當
Figure 02_image233
，第二功率開關
Figure 02_image059
的跨壓
Figure 02_image228
上升至做為箝位電容之第一電容
Figure 02_image061
的電壓
Figure 02_image235
，第2二極體
Figure 02_image231
開始導通，本階段結束。
第八階段［
Figure 02_image237
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：ON、第二功率開關
Figure 02_image059
：OFF、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF
Figure 02_image133
ON、第3二極體
Figure 02_image013
：OFF、第4二極體
Figure 02_image015
：OFF、第5二極體
Figure 02_image017
：OFF、第6二極體
Figure 02_image019
：OFF、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：OFF、第11二極體
Figure 02_image027
：ON、第12二極體
Figure 02_image029
：ON、第13二極體
Figure 02_image031
：OFF］：請再一併參閱第十一圖本發明之第八階段等效線性電路圖所示，第八階段開始於
Figure 02_image239
，當做為箝位二極體之第2二極體
Figure 02_image231
的逆向偏壓值降至零，第2二極體
Figure 02_image231
開始導通。由於做為箝位電容之第一電容
Figure 02_image061
遠大於第二功率開關
Figure 02_image059
的寄生電容
Figure 02_image226
，因此第二漏電感電流
Figure 02_image127
絕大部分流經第2二極體
Figure 02_image011
、第一電容
Figure 02_image061
和第一功率開關
Figure 02_image057
，對第一電容
Figure 02_image061
充電。第二功率開關
Figure 02_image059
的跨壓
Figure 02_image240
被箝位在第一電容電壓
Figure 02_image235
，當
Figure 02_image241
，第一電容電壓
Figure 02_image235
上升使得做為切換二極體之第4二極體
Figure 02_image015
、做為倍壓二極體之第5二極體
Figure 02_image017
及做為輸出二極體之第8二極體
Figure 02_image023
的逆向偏壓下降至零，第4二極體
Figure 02_image015
、第5二極體
Figure 02_image017
及第8二極體
Figure 02_image023
開始導通，本階段結束。
第九階段［
Figure 02_image243
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：ON、第二功率開關
Figure 02_image059
：OFF、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：ON、第3二極體
Figure 02_image013
：OFF、第4二極體
Figure 02_image015
：OFF
Figure 02_image133
ON、第5二極體
Figure 02_image017
：OFF
Figure 02_image133
ON、第6二極體
Figure 02_image019
：OFF、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF
Figure 02_image133
ON、第10二極體
Figure 02_image025
：OFF、第11二極體
Figure 02_image027
：ON、第12二極體
Figure 02_image029
：ON、第13二極體
Figure 02_image031
：OFF］：請再一併參閱第十二圖本發明之第九階段等效線性電路圖所示，第九階段開始於
Figure 02_image245
，做為輸出二極體之第8二極體
Figure 02_image023
導通，第二漏電感電流
Figure 02_image127
分兩路徑流動：部分流經做為箝位二極體之第2二極體
Figure 02_image231
對第一電容
Figure 02_image061
充電；部分流經第二電容
Figure 02_image063
、耦合電感的二個繞組、第六電容
Figure 02_image246
和第8二極體
Figure 02_image247
對輸出電容
Figure 02_image248
充電，第2二極體
Figure 02_image011
的電流
Figure 02_image250
下降，下側電路的耦合電感以返馳式模式操作，磁化電感儲存的能量藉由耦合電感傳遞至同相的二次側及交越耦合在另一相的三次側，使得第4二極體
Figure 02_image252
導通，第4二極體
Figure 02_image252
的電流
Figure 02_image254
對第四電容
Figure 02_image256
充電；同時上側電路的第5二極體
Figure 02_image258
導通，使得第三電容
Figure 02_image259
放電經由第5二極體
Figure 02_image261
對第五電容
Figure 02_image262
充電。第1二極體
Figure 02_image009
、第3二極體
Figure 02_image013
、第6二極體
Figure 02_image019
和第7二極體
Figure 02_image021
為OFF，本階段第二電容
Figure 02_image264
、第三電容
Figure 02_image266
、第六電容
Figure 02_image267
放電，第一電容
Figure 02_image268
、第四電容
Figure 02_image270
及第五電容
Figure 02_image271
充電。當
Figure 02_image272
，做為箝位二極體之第2二極體
Figure 02_image231
的電流下降至零，第2二極體
Figure 02_image231
自然地截止，本階段結束。
第十階段［
Figure 02_image274
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：ON、第二功率開關
Figure 02_image059
：OFF、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：ON
Figure 02_image133
OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：OFF、第4二極體
Figure 02_image015
：ON、第5二極體
Figure 02_image017
：ON、第6二極體
Figure 02_image019
：OFF、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：ON、第10二極體
Figure 02_image025
：OFF、第11二極體
Figure 02_image027
：ON、第12二極體
Figure 02_image029
：ON、第13二極體
Figure 02_image031
：OFF］：請再一併參閱第十三圖本發明之第十階段等效線性電路圖所示，第十階段開始於
Figure 02_image276
，流經做為箝位二極體之第2二極體
Figure 02_image231
的電流下降至零，第2二極體
Figure 02_image231
自然地截止，因此，對第2二極體
Figure 02_image231
而言沒有反向恢復問題。儲存在做為箝位電容之第二電容
Figure 02_image063
的能量持續傳遞至負載。當
Figure 02_image277
，第二功率開關
Figure 02_image059
切換成ON，本階段結束。
第十一階段［
Figure 02_image279
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：ON、第二功率開關
Figure 02_image059
：OFF
Figure 02_image133
ON、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：OFF、第4二極體
Figure 02_image015
：ON、第5二極體
Figure 02_image017
：ON、第6二極體
Figure 02_image019
：OFF、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：OFF
Figure 02_image133
ON、第11二極體
Figure 02_image027
：ON
Figure 02_image133
OFF、第12二極體
Figure 02_image029
：ON、第13二極體
Figure 02_image031
：OFF］：請再一併參閱第十四圖本發明之第十一階段等效線性電路圖所示，第十一階段開始於
Figure 02_image281
，第二功率開關
Figure 02_image059
切換成ON，第一功率開關
Figure 02_image057
保持為ON。第二漏電感電流
Figure 02_image127
快速上升，當第二漏電感電流
Figure 02_image127
小於第一漏電感電流
Figure 02_image125
時，第二磁化電感
Figure 02_image047
的儲能仍然藉由耦合電感傳送到二次側。第4二極體
Figure 02_image282
及第5二極體
Figure 02_image283
仍保持如前一階段的導通狀態，第4二極體
Figure 02_image282
之電流
Figure 02_image284
及第5二極體
Figure 02_image283
之電流
Figure 02_image286
下降，第4二極體
Figure 02_image282
及第5二極體
Figure 02_image283
電流的下降速率受第一漏電感
Figure 02_image049
和第二漏電感
Figure 02_image051
控制，因此可緩和第4二極體
Figure 02_image282
及第5二極體
Figure 02_image283
反向恢復問題。當
Figure 02_image288
，第二漏電感電流
Figure 02_image127
上升至等於第二磁化電感電流
Figure 02_image290
，第二磁化電感電流
Figure 02_image292
流至為理想變壓器之耦合電感一次側之電流為零，第4二極體
Figure 02_image282
及第5二極體
Figure 02_image283
轉態成OFF，本階段結束。
第十二階段［
Figure 02_image293
］：［第一功率開關
Figure 02_image057
：ON、第二功率開關
Figure 02_image059
：ON、第1二極體
Figure 02_image009
：OFF、第2二極體
Figure 02_image011
：OFF、第3二極體
Figure 02_image013
：OFF、第4二極體
Figure 02_image015
：ON
Figure 02_image133
OFF、第5二極體
Figure 02_image017
：ON
Figure 02_image133
OFF、第6二極體
Figure 02_image019
：OFF、第7二極體
Figure 02_image021
：OFF、第8二極體
Figure 02_image023
：OFF、第10二極體
Figure 02_image025
：ON、第11二極體
Figure 02_image027
：OFF、第12二極體
Figure 02_image029
：ON、第13二極體
Figure 02_image031
：OFF］：請再一併參閱第十五圖本發明之第十二階段等效線性電路圖所示，第十二階段開始於
Figure 02_image295
，第二漏電感電流
Figure 02_image127
等於第二磁化電感電流
Figure 02_image290
，第4二極體
Figure 02_image282
及第5二極體
Figure 02_image283
轉態成OFF，第一功率開關
Figure 02_image057
和第二功率開關
Figure 02_image059
皆為ON。輸入電壓
Figure 02_image001
跨於兩個耦合電感的一次側，即跨於第二磁化電感
Figure 02_image047
、第二漏電感
Figure 02_image051
、第一磁化電感
Figure 02_image045
、第一漏電感
Figure 02_image049
，第二漏電感電流
Figure 02_image127
和第一漏電感電流
Figure 02_image125
呈線性上升，斜率均為
Figure 02_image219
，從能量觀點而言，兩個耦合電感一次側在本階段作儲存能量，當
Figure 02_image296
，第一功率開關
Figure 02_image057
切換為OFF時，本階段結束，進入下半切換週期。
依據上述電路動作分析結果，使用IsSpice模擬軟體驗證其電路理論分析、電氣規格以及上述所及之優點［請再一併參閱第十六圖本發明之模擬電路示意圖所示］。設定該轉換器(1)之相關參數如下表1所示：
輸入電壓
Figure 02_image001
Figure 02_image298
 耦合電感匝數比
Figure 02_image300
Figure 02_image302
輸出電壓
Figure 02_image304
Figure 02_image306
 磁化電感
Figure 02_image308
、
Figure 02_image310
Figure 02_image312
輸出功率
Figure 02_image314
Figure 02_image316
 漏電感
Figure 02_image318
、
Figure 02_image320
Figure 02_image322
輸出電容
Figure 02_image120
Figure 02_image324
 切換頻率
Figure 02_image326
Figure 02_image328
表1電氣規格與元件參數
以下將介紹輸出功率
Figure 02_image330
之下相關模擬結果，模擬波形將驗正項目如下：
A.電氣規格驗證：輸入電壓
Figure 02_image081
、輸出電壓
Figure 02_image083
、導通比
Figure 02_image332
請再一併參閱第十七圖本發明之開關驅動信號
Figure 02_image077
、
Figure 02_image079
與輸入電壓
Figure 02_image081
及輸出電壓
Figure 02_image083
的模擬波形圖所示，由該第十七圖可知，輸入電壓
Figure 02_image334
、輸出電壓
Figure 02_image336
，滿足電氣之需求規格。
B.輸入電流漣波相消：
Figure 02_image338
、
Figure 02_image339
、
Figure 02_image340
因為該轉換器(1)以交錯180度依序導通的驅動方式操作，因此耦合電感電流
Figure 02_image341
和
Figure 02_image342
漣波相差180度，又
Figure 02_image343
，因此
Figure 02_image345
和
Figure 02_image346
之漣波可以相消以降低輸入電流
Figure 02_image340
之漣波。請再一併參閱第十八圖本發明之輸入端電流
Figure 02_image085
、
Figure 02_image087
的模擬波形圖、第十九圖本發明之輸入端電流
Figure 02_image089
、
Figure 02_image091
的模擬波形圖、第二十圖本發明之輸入端電流
Figure 02_image347
、
Figure 02_image348
、
Figure 02_image097
的模擬波形圖所示，可以觀察出，當電感電流漣波
Figure 02_image349
和
Figure 02_image351
約為10A，輸入電流漣波
Figure 02_image353
約為3.6A，輸入電流
Figure 02_image340
確實因交錯式操作，有漣波相消的性能。
C.第一功率開關
Figure 02_image057
、第二功率開關
Figure 02_image059
的低電壓應力：
Figure 02_image355
及
Figure 02_image357
因為該轉換器(1)加入升壓電容，因此開關跨壓將會被升壓電容給限制住：
Figure 02_image359
、
Figure 02_image361
，請再一併參閱第二十一圖本發明之第一功率開關
Figure 02_image057
、第二功率開關
Figure 02_image059
驅動信號
Figure 02_image099
Figure 02_image101
、
Figure 02_image363
及其跨壓
Figure 02_image364
、
Figure 02_image365
的模擬波形圖所示，開關的跨壓也約為80V，可知開關確實擁有遠低於輸出電壓的低電壓應力。
D.減緩二極體反向恢復問題：
Figure 02_image366
、
Figure 02_image368
請再一併參閱第二十二圖本發明之第1二極體
Figure 02_image009
及第2二極體
Figure 02_image011
的電壓和電流模擬波形圖及第二十三圖本發明之第3二極體
Figure 02_image013
及第4二極體
Figure 02_image015
的電壓和電流模擬波形圖所示，該第1二極體
Figure 02_image009
、第2二極體
Figure 02_image011
、第3二極體
Figure 02_image013
及第4二極體
Figure 02_image015
電流先降至零，二極體才轉態為OFF，所以無反向恢復問題，使得能夠減緩反向恢復問題及EMI雜訊干擾。
而本發明之轉換器(1)與文獻中之高升壓比轉換器，在電壓轉換比進行比較，請參閱下表2所示，本發明之轉換器(1)具有較高的電壓轉換比：
高升壓轉換器 文獻［1］ 文獻［2］ 文獻［3］ 本發明
電壓轉換比
Figure 02_image370
Figure 02_image372
Figure 02_image372
Figure 02_image373
表2參考文獻與本發明之比較表
請再一併參閱第二十四圖本發明於匝數比
Figure 02_image109
時與文獻［1］之電壓轉換比比較曲線圖及第二十五圖本發明於匝數比
Figure 02_image111
時與文獻［1］之電壓轉換比比較曲線圖所示，由於文獻［1］、文獻［2］、文獻［3］之電壓增益皆相同，取文獻［1］為代表與本發明之轉換器(1)進行比較可知，本發明之轉換器(1)具有最高之電壓增益，且當耦合電感匝數比
Figure 02_image300
越大時，則差距會更加明顯。
參考文獻：
［1］L. He, and J. Lei, ”High Step-Up Converter with Passive Lossless Clamp Circuit and Switched-Capacitor: Analysis, Design, and Experimentation” IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition( APEC), March 2013
［2］K. C. Tseng, and C. C. Huang, ”High Step-Up High-Efficiency Interleaved Converter with Voltage Multiplier Module for Renewable Energy System” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 61, No. 3, March 2014
［3］W. Li, Y. Zhao, J. Wu, and X. He, ” Interleaved High Step-Up Converter with Winding-Cross-Coupled Inductors and Voltage Multiplier Cells” IEEE Transactions on Power Electronics, Vol.27, No.1, January 2012
藉由以上所述，本發明之使用實施說明可知，本發明與現有技術手段相較之下，本發明主要係具有下列優點：
1.高功率應用：提出超高升壓交錯式直流轉換器，由於電路架構仍具有並聯連接特性，故可分擔輸入電流，能有效降低電路中儲能元件及開關元件之電流應力，適合應用於高功率的場合。
2.高電力密度：第一功率開關
Figure 02_image057
及第二功率開關
Figure 02_image059
係以180°的相位差交錯工作，可使輸入電流漣波降低，因此，可以使用電感值較小之輸入濾波電感，降低電感的體積。
3.低電壓應力：高電壓增益的達成，不必操作在極大的導通比，則功率開關具有低於輸出電壓的低電壓應力，故可使用導通電阻較小的低額定耐壓MOSFET，所以可降低導通損失，提升整體效率。
4.高升壓增益：本發明提出超高升壓交錯式直流轉換器，可得到極高的升壓增益。
然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。
綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。
1:轉換器
Figure 02_image001
:輸入電壓
Figure 02_image003
:第一輸入濾波電感
Figure 02_image005
:第二輸入濾波電感
Figure 02_image007
:輸入濾波電容
Figure 02_image009
:第1二極體
Figure 02_image011
:第2二極體
Figure 02_image013
:第3二極體
Figure 02_image015
:第4二極體
Figure 02_image017
:第5二極體
Figure 02_image019
:第6二極體
Figure 02_image021
:第7二極體
Figure 02_image023
:第8二極體
Figure 02_image025
:第10二極體
Figure 02_image027
:第11二極體
Figure 02_image029
:第12二極體
Figure 02_image031
:第13二極體
Figure 02_image033
:第一耦合電感一次側
Figure 02_image035
:第一耦合電感二次側
Figure 02_image037
:第一耦合電感三次側
Figure 02_image039
:第二耦合電感一次側
Figure 02_image041
:第二耦合電感二次側
Figure 02_image043
:第二耦合電感三次側
Figure 02_image045
:第一磁化電感
Figure 02_image047
:第二磁化電感
Figure 02_image049
:第一漏電感
Figure 02_image051
:第二漏電感
Figure 02_image053
:第一共同漏電感
Figure 02_image055
:第二共同漏電感
Figure 02_image057
:第一功率開關
Figure 02_image059
:第二功率開關
Figure 02_image061
:第一電容
Figure 02_image063
:第二電容
Figure 02_image065
:第三電容
Figure 02_image067
:第四電容
Figure 02_image069
:第五電容
Figure 02_image071
:第六電容
Figure 02_image073
:輸出電容
Figure 02_image075
:輸出負載
第一圖：本發明之電路圖
第二圖：本發明之時序圖
第三圖：本發明之預備階段等效線性電路圖
第四圖：本發明之第一階段等效線性電路圖
第五圖：本發明之第二階段等效線性電路圖
第六圖：本發明之第三階段等效線性電路圖
第七圖：本發明之第四階段等效線性電路圖
第八圖：本發明之第五階段等效線性電路圖
第九圖：本發明之第六階段等效線性電路圖
第十圖：本發明之第七階段等效線性電路圖
第十一圖：本發明之第八階段等效線性電路圖
第十二圖：本發明之第九階段等效線性電路圖
第十三圖：本發明之第十階段等效線性電路圖
第十四圖：本發明之第十一階段等效線性電路圖
第十五圖：本發明之第十二階段等效線性電路圖
第十六圖：本發明之模擬電路示意圖
第十七圖：本發明之開關驅動信號
Figure 02_image077
、
Figure 02_image079
與輸入電壓
Figure 02_image081
及輸出電壓
Figure 02_image083
的模擬波形圖
第十八圖：本發明之輸入端電流
Figure 02_image085
、
Figure 02_image087
的模擬波形圖
第十九圖：本發明之輸入端電流
Figure 02_image089
、
Figure 02_image091
的模擬波形圖
第二十圖：本發明之輸入端電流
Figure 02_image093
、
Figure 02_image095
、
Figure 02_image097
的模擬波形圖
第二十一圖：本發明之第一功率開關
Figure 02_image057
、第二功率開關
Figure 02_image059
驅動信號
Figure 02_image099
Figure 02_image101
、
Figure 02_image103
及其跨壓
Figure 02_image105
、
Figure 02_image107
的模擬波形圖
第二十二圖：本發明之第1二極體
Figure 02_image009
及第2二極體
Figure 02_image011
的電壓和電流模擬波形圖
第二十三圖：本發明之第3二極體
Figure 02_image013
及第4二極體
Figure 02_image015
的電壓和電流模擬波形圖
第二十四圖：本發明於匝數比
Figure 02_image109
時與文獻［1］之電壓轉換比比較曲線圖
第二十五圖：本發明於匝數比
Figure 02_image111
時與文獻［1］之電壓轉換比比較曲線圖
1:轉換器
V in:輸入電壓
L i1:第一輸入濾波電感
L i2:第二輸入濾波電感
C c:輸入濾波電容
D 1:第1二極體
D 2:第2二極體
D 3:第3二極體
D 4:第4二極體
D 5:第5二極體
D 6:第6二極體
D 7:第7二極體
D 8:第8二極體
D 10:第10二極體
D 11:第11二極體
D 12:第12二極體
D 13:第13二極體
N s1:第一耦合電感一次側
N s2:第一耦合電感二次側
N s3:第一耦合電感三次側
N p1:第二耦合電感一次側
N p2:第二耦合電感二次側
N p3:第二耦合電感三次側
L m1:第一磁化電感
L m2:第二磁化電感
L k1:第一漏電感
L k2:第二漏電感
L s1:第一共同漏電感
L s2:第二共同漏電感
S 1:第一功率開關
S 2:第二功率開關
C 1:第一電容
C 2:第二電容
C 3:第三電容
C 4:第四電容
C 5:第五電容
C 6:第六電容
C 0:輸出電容
R o :輸出負載

Claims (3)

  1. 一種超高升壓交錯式直流轉換器，其主要係令轉換器於輸入電壓之正極分別連接第一輸入濾波電感之第一端、輸入濾波電容之負極及第二輸入濾波電感之第一端，而該輸入電壓之負極則進行接地，該第一輸入濾波電感之第二端分別連接第10二極體之正極及第11二極體之正極，該輸入濾波電容之正極分別連接第二耦合電感一次側之第一端、該第11二極體之負極、第一耦合電感一次側之第一端及第13二極體之負極，該第二輸入濾波電感之第二端分別連接第12二極體之正極及該第13二極體之正極，該第10二極體之負極分別連接第二功率開關之第一端、該第二耦合電感一次側之第二端、第2二極體之正極及第二電容之負極，該第二功率開關之第二端則予以接地，該第12二極體之負極分別連接第一功率開關之第一端、第一電容之負極、第1二極體之正極及該第一耦合電感一次側之第二端，該第一功率開關之第二端則予以接地，該第二電容之正極分別連接第四電容之負極、第二耦合電感二次側之第一端及該第1二極體之負極，該第2二極體之負極分別連接該第一電容之正極、第一耦合電感三次側之第一端及第三電容之負極，該第四電容之正極分別連接第4二極體之負極及第6二極體之正極，該第二耦合電感二次側之第二端連接第一耦合電感二次側之第一端，該第二耦合電感二次側與該第一耦合電感二次側形成有第二共同漏電感，該第二共同漏電感形成於該第一耦合電感二次側之第二端，令該第二共同漏電感與該第4二極體之正極及第六電容之負極連接，該第6二極體之負極與第六電容之正極連接至第8二極體之正極，該第三電容之正極分別連接第3二極體之負極及第5二極體之正極，該第一耦合電感三次側之第二端連接第二耦合電感三次側之第一端，該第一耦合電感三次側與該第二耦合電感三次側形成有第一共同漏電感，該第一共同漏電感形成於該第二耦合電感三次側之第二端，令該第一共同漏電感與該第3二極體之正極及第五電容之負極連接，該第5二極體之負極與該第五電容之正極連接至第7二極體之正極，該第8二極體之負極與該第7二極體之負極一併連接至輸出電容之正極與輸出負載之第一端，而該輸出電容之負極與輸出負載之第二端則予以接地。
  2. 如請求項1所述超高升壓交錯式直流轉換器，其中，該第一耦合電感一次側形成有第一磁化電感，該第二耦合電感一次側形成有第二磁化電感。
  3. 如請求項1所述超高升壓交錯式直流轉換器，其中，該第10二極體之負極與該第二耦合電感一次側之第二端之間形成有第二漏電感，該第12二極體之負極與該第一耦合電感一次側之第二端之間形成有第一漏電感。
TW109126365A 2020-08-04 2020-08-04 超高升壓交錯式直流轉換器 TWI723931B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW109126365A TWI723931B (zh) 2020-08-04 2020-08-04 超高升壓交錯式直流轉換器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
TW109126365A TWI723931B (zh) 2020-08-04 2020-08-04 超高升壓交錯式直流轉換器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TWI723931B true TWI723931B (zh) 2021-04-01
TW202207597A TW202207597A (zh) 2022-02-16

Family

ID=76604807

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW109126365A TWI723931B (zh) 2020-08-04 2020-08-04 超高升壓交錯式直流轉換器

Country Status (1)

Country Link
TW (1) TWI723931B (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI762396B (zh) * 2021-08-02 2022-04-21 崑山科技大學 高電壓轉換比直流轉換器

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6949915B2 (en) * 2003-07-24 2005-09-27 Harman International Industries, Incorporated Opposed current converter power factor correcting power supply
US7504811B2 (en) * 2004-11-18 2009-03-17 Honda Motor Co., Ltd. DC/DC converter
TWM447043U (zh) * 2012-05-04 2013-02-11 Allis Electric Co Ltd 具交錯式柔性切換機制之高效率高升壓比直流轉換器
US20160172976A1 (en) * 2014-12-16 2016-06-16 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Coupled Inductor for Interleaved Multi-Phase Three-Level DC-DC Converters
US9929654B2 (en) * 2015-08-17 2018-03-27 The Curators Of The University Of Missouri High voltage gain DC/DC power electronic converters
TWI687033B (zh) * 2019-09-10 2020-03-01 崑山科技大學 超高電壓增益交錯式直流轉換器

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6949915B2 (en) * 2003-07-24 2005-09-27 Harman International Industries, Incorporated Opposed current converter power factor correcting power supply
US7504811B2 (en) * 2004-11-18 2009-03-17 Honda Motor Co., Ltd. DC/DC converter
TWM447043U (zh) * 2012-05-04 2013-02-11 Allis Electric Co Ltd 具交錯式柔性切換機制之高效率高升壓比直流轉換器
US20160172976A1 (en) * 2014-12-16 2016-06-16 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Coupled Inductor for Interleaved Multi-Phase Three-Level DC-DC Converters
US9929654B2 (en) * 2015-08-17 2018-03-27 The Curators Of The University Of Missouri High voltage gain DC/DC power electronic converters
TWI687033B (zh) * 2019-09-10 2020-03-01 崑山科技大學 超高電壓增益交錯式直流轉換器

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TWI762396B (zh) * 2021-08-02 2022-04-21 崑山科技大學 高電壓轉換比直流轉換器

Also Published As

Publication number Publication date
TW202207597A (zh) 2022-02-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN101635530B (zh) 一种单级正激式高频链逆变器
CN105958816B (zh) 一种多单元二极管电容网络和耦合电感高增益直流变换器
Prudente et al. A boost converter with voltage multiplier cells
TWI682617B (zh) 交錯式超高升壓轉換器
Do A zero-voltage-switching DC–DC converter with high voltage gain
Eshkevari et al. A new step-up DC/DC converter based on LCCT Z-source and switched-capacitor cell
CN215934730U (zh) 一种高升压比的dc-dc变换器
CN115765446A (zh) 一种软开关高升压变换器
TW201733256A (zh) 交錯式高升壓ｄｃ－ｄｃ轉換器
TWI663816B (zh) 交錯式高升壓直流－直流轉換器
TWI723931B (zh) 超高升壓交錯式直流轉換器
CN113541486A (zh) 交错二极管电容网络高增益zvt直流变换器及辅助电路
CN110912407B (zh) 一种宽范围高频直流变换装置
CN210490731U (zh) 一种高升压比直流转换装置
TWI721557B (zh) 高電壓增益直流轉換器
TWI687033B (zh) 超高電壓增益交錯式直流轉換器
TWI752579B (zh) 交錯型高電壓轉換比直流轉換器
Hassan et al. Design and development of high step-up DC-DC converter to realize high efficiency and reduced voltage stress
CN108768169B (zh) 一种燃料电池用双耦合交错式升压变换器及其控制方法
CN216774624U (zh) 一种高电压增益软开关dc-dc变换器
CN217063567U (zh) 一种燃料电池系统的二次升压高增益直流-直流转换器
TWI832074B (zh) 交錯式高升壓直流轉換器
CN114142729A (zh) 一种含耦合电感的交错高降压比变换器
CN113364294A (zh) 低电压应力和低输入电流纹波高增益变换器及控制方法
CN108696122B (zh) 一种应用于高功率密度场合的高转换效率电压转换电路